Blogg

Januari 6, 2017

En bredbands LNA för UWB mottagare som använder modifierade derivatet Super Method

RF-effekt-kondensatorer
av Internet Archive Book Images

En bredbands LNA för UWB mottagare som använder modifierade derivatet Super Method

I. INLEDNING
Utvecklingen av trådlösa höghastighetskommunikationssystem ställer allt större krav på integrerade billiga RF-enheter med multi-GHz bandbredd som arbetar med lägsta strömförbrukning och matningsspänning. Ultrabredband (IEEE 802.15.3a) framstår som en ny teknik som klarar höga dataöverföringshastigheter (upp till 1 Gb/s) inom korta avstånd (10 m) vid låg effekt. Denna teknik används för vissa applikationer som trådlösa personliga nätverk (WPAN), vilket ger en miljö för överföring av ljud, video och andra högbandsdata. Ett av tillvägagångssätten som har föreslagits för att använda spektrumet 3.1-10.6 GHz som allokerats för UWB-system, använder Orthogonal Frequency Division Multiplexin OFDM-modulering med 14 subband beroende på vilket som upptar 528 MHz bandbredd och ett snabbt frekvenshoppningsschema [ 1]. I OFDM är underbärvågens f-frekvenser vinkelräta mot varandra. Denna metod eliminerar överhörningen mellan underkanalerna och följaktligen behövs inte skyddsband mellan bärvågor. Även om standarden inte har fulländats är en front-end bredbands-LNA absolut nödvändig oavsett mottagarens arkitektur. Förstärkaren måste uppfylla flera krav, för att t.ex. kunna samverka med förvalsfiltret och antennen bör förstärkarens ingångsimpedans vara nära 50 över det önskade UWB-bandet. Men tillräcklig förstärkning med bred bandbredd för att överträffa bruset från en mixer, låg brussiffra för att förbättra mottagarens känslighet, låg strömförbrukning för att öka batteriets livslängd, liten formarea för att minska kostnaden, ovillkorlig stabilitet och bra linjäritet är viktiga parametrar. Det finns en nära avvägning mellan dem. I allmänhet förstörs de andra genom att förbättra en av dem.

II. Ingångssteg
Common-gate- och Cascode-konfigurationer är två typer av metoder som vanligtvis används för att designa ingångssteget för LNA i CMOS-kretsar, medan Common-Gate- och Cascode-strukturen ger en bredbandig respektive smalbandig ingångsmatchning. Common-gate-steget har dock en i sig själv hög brussiffra jämfört med Cascode-steget och de brusreducerande teknikerna måste användas.
Ingångsimpedansen ställs dock in av bias & W/L-förhållande. Faktum är att denna struktur tar hänsyn till en grad av frihet för transkonduktans av transistor och även genom att välja en lämplig belastning (en bra kombination av induktor och kondensatorer samtidigt som man beaktar effekten av parasitisk kapacitans och kropp), tillhandahåller en tillgänglig bredbandsingångsmatchning. Denna belastning måste vara proportionell mot r_ds1. Eftersom gm ändras är ingångsimpedansen och matchande bandbredd ungefär lika med f_T för enheten.
Den parasitiska transistorkapacitansen C_gs börjar spela roller när arbetsfrekvensen börjar stiga. I smalbandsapplikationen läggs en shuntinduktor till i ingångssteget för att resonera med C_g för att förbättra impedansmatchningen vid den önskade frekvensen. I de flesta smalbandsapplikationer för CMOS är dock kaskod-LNA med induktiv degenerering att föredra, men för att isolera från ingången till utgången och utelämna C_gd-vägen, utför Common-Gate LNA bättre omvänd isolering och stabilitet jämfört med Common-Source LNA.

III. KRETSDESIGN OCH ANALYS
Den föreslagna bredbandiga LNA visas i fig. 1. Den består av ett ingångssteg och ett gemensamt källsteg. Tabell 1 visar designvärdena för den föreslagna CMOS LNA. En off-chip bias-T tillhandahåller grindförspänningen för M_3 och likströmsvägen för M_1. Serieinduktorn L_4 resonerar vidare med ingångsgate-källa-kapacitansen på M_3, vilket resulterar i en större bandbredd och en viss återstående topp på frekvenssvaret [17]. De parasitiska kapacitanserna för M_2

Fig. 1. Föreslagen bredbandsbrusreducerande LNA

tABELL I
DESIGNVÄRDEN FÖR DEN FÖRESLAGNA CMOS LNA
L_in 4nH (W/L)3 135/0.18
L_0 0.5nH (W/L)4 37.5/0.18
L_1 4.5nH (W/L)5 45/0.18
L_2 2.5nH C_in,C_(ut,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1,C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W/L)1 18/0.18 R_3 40Ω
(W/L)2 30/0.18
och M_3 gör en LC-stegestruktur med induktor L_0. DC-belastningsmotstånden R_1 och R_2 kombineras med shuntspolinduktorer L_1 respektive L_2 för att effektivt utöka kretsens bandbredd [10]. Serietoppinduktorn L_2 resonerar också med de totala parasitiska kapacitanserna C_d2 och C_d3 vid kollektorn för M_2 och M_3. Eftersom belastningsmotståndet, R_3, läggs till för att minska Q-faktorn på L_3 för platt förstärkning. Den minsta kanallängden på 0.18 μm övervägs för alla transistorer i den föreslagna kretsen för att minimera parasitiska kapacitanser och förbättra frekvensprestandan. Det gemensamma källsteget utökar bandbredden, ger bättre isolering och ökar frekvensförstärkningen. Faktum är att ingångssteget och det gemensamma källsteget stöder lågfrekvent effektförstärkning respektive högfrekvent effektförstärkning. Kombinationen av båda frekvenssvaren leder till en bredbandseffektförstärkning. Transistor M5 hjälper också gemensamt källsteg att öka och jämna ut frekvensförstärkningen. Fig. 2 visar effekten av M5 på S21-parametern.

Fig. 2 Effekten av M5 på S21-parametern

I fig. 3 undersöks effekterna av M1 som ingångssteg. Den simulerade parametern NF och S11 jämförs med fallet när M1 är avstängd. Det finns en nära avvägning mellan NF och S11. När M_1 slås på, ökas NF och S21-parametern minskas med samma effektförlust och liknande bandbredd, men tvärtom kommer en acceptabel ingångsmatchning att uppnås. Extra koncentration bör ges till brusegenskaperna för Common-Gate-strukturen i ingångssteget, även om transistorn M_1 ger en bredbandsmatchning, har den en i sig själv hög brussiffra.

Fig. 3. Simulerad brussiffra och ingångsisolering med M1 påslagen och avstängd.

För att undersöka brusprestandan används MOS-transistorbrusmodellen med kanalens termiska brus. Såsom visas i Fig. 4, om man försummar grind- och flimmerljudet och antar en perfekt matchning i denna analys, ges PSD för kanalens termiska brus (i_(n,d)^2) ̅ som
(i_(n,d)^2 ) ̅=4KTγg_do ∆f=4KT γ/α g_m ∆f (1)
Var är Boltzmann-konstanten, är den absoluta temperaturen i Kelvin, γ är MOS-transistorns koefficient för termiskt kanalbrus, α definieras som förhållandet mellan transkonduktansen g_ och nollförspänningsdrainkonduktansen g_ds och är den bandbredd över vilken brustalet mäts respektive.
Följande ekvationer beskriver brussiffran med R_1, M_1, M_2 och M_3 som de bidrar till den totala brussiffran [1]

Fig. 4. Princip för bullerschemat

Om villkoret (2) är etablerat utelämnas bruset för M_1 [1].

g_m2 R_1=g_m3 R_s (2)

Följande ekvationer beskriver brussiffran med R_1, M_2 och M_3 som de bidrar till den totala brussiffran.

F_R1=(4KT〖R_1 g_m2〗^2)/(KTR_s (g_m3+〖g_m2 R〗_1/R_s )^2 )=R_s/R_1 (3)

F_M2=(4KTγ/αg_m2 )/(KTR_s 〖(g_m3+g_1m1 (Z_(L_R1 ) ‖r_o1 ) g_m2)〗^2 ) = γ/α 1/(g_m2 R_1 ) F_R1 (4)

F_M3=(4KTγ/α g_m3)/(KTR_s 〖(g_m3+g_m1 (Z_(L_R1 ) ‖r_o1 ) g_m2)〗^2 )=(4γ/α)/(〖g_m3 R〗_+R)_s(g_1+R) 〗^1 ) (2)

Således kan den totala brussiffran uppskattas som (6)

F_total=R_s/R_1 (1+γ/α 1/(g_m2 R_1 )) +(4 γ/α)/(〖g_m3 R〗_s 〖(1+R_s g_m1)〗^2 ) (6)

IV.SIMULERINGSRESULTAT
Kretsen simulerades med 0.18 μm TSMC-bibliotek Hspice-mjukvara. Alla simuleringar görs med hänsyn till 50Ω in- och utgångsterminaler. I fig. 5(a) simuleras förstärkningseffekt och omvänd isolering av LNA. Den genomsnittliga förstärkningseffekten är cirka 14.5 dB med 0.7 dB rippel över frekvensområdet. Den omvända isoleringen är mindre än -35dB. Fig. 5(b) visar brussiffran, ingångs- och utgångsisolering. NF är mindre än 2.9 dB, S11 är mindre än -14.8 db och S22 är ungefär mindre än -10 dB.

(B)
Fig. 5.(a) Simulerad förstärkningseffekt och omvänd isolering (b) Simulerad brustal, ingångsisolering och utgångsisolering

"Fig.6" visar IIP3 för kretsen kontra frekvens.

Fig. 7. Uppmätt IIP3 kontra frekvens

Resultaten av detta arbete visas i "TABELL II" och jämförs med nyligen publicerade CMOS LNA.

TABELL 2 SAMMANFATTNING AV PRESTANDA
VI. SLUTSATS
Denna artikel presenterar en ny design av en UWB LNA-struktur baserad på en standard RFCMOS-teknik. Tillfredsställande ingångsmatchning och brusprestanda erhålls efter avvägningarna mellan ingångsimpedansen för common-gate-steget och dess. bullerprestanda. Den uppmätta brussiffran är mindre än 2.9 dB över 3.1-10.6 GHz. En platt förstärkning är värd att nämna i all LNA-design och den simulerade effektförstärkningen är 14.5±0.7 dB.

REFERENSER
[1] Chih-Fan Liao och Shen-Iuan Liu,” A Broadband Noise-Canceling CMOS LNA for 3.1-10.6 GHz UWB Receivers” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 42, NEJ. 2 FEBRUARI 2007
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li och Jenn-Hwan Tarng ,Parallel-RC Feedback Lågbrusförstärkare för UWB-applikationer IEEE-TRANSAKTIONER PÅ KRETS OCH SYSTEM–II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 57, NR. 8 AUGUSTI 2010
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung och Chia-Min Chen” En induktor-koppling
Resonated CMOS Low Noise Amplifier för 3.1-10.6GHz Ultra-Wideband System” ©2009 IEEE
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do och Zhenghao Lu” En ny CMOS-lågbrusförstärkardesign för 3.1-till 10.6 GHz Ultra-Wide-Band trådlösa mottagare” IEEE-TRANSAKTIONER PÅ KRETS OCH SYSTEM–I: VANLIGA PAPPER, VOL. 53, NR. 8 AUGUSTI 2006
[5] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, Farshid Raissi ” En linjär strömåteranvänd LNA för 1-10.6 GHz UWB-mottagare” IEICE Electronics Express, Vol. 5, No.21,908-914
[6] S. Stroh, "Ultra-wideband: multimedia unplugged," IEEE Spectrum, vol. 40, nej. 9, s. 23-27, september 2003.
[7] Vladimir Aparin och Lawrence E. Larson, Fellow, IEEE” Modified Derivative Superposition Method for Linearizing FET Low-Noise Amplifiers” IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NR. 2 FEBRUARI 2005
[8] A. Batra et al., "Multi-band OFDM Physical Layer proposal," IEEE 802.15-03/267r5, juli 2003.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo och Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao” Designen av fullband (3.1-10.6GHZ) CMOS UWB lågbrusförstärkare med termisk brusreducering” Proceedings från Asia-Pacific Microwave Conference 2006.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd och TH Lee, "Bandbreddsförlängning i CMOS med optimerade on-chip-induktorer," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 35, nr. 3, s. 346-355, mars 2000.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung och Chia-Min Chen” En induktorkopplingsresonerande CMOS-lågbrusförstärkare för 3.1-10.6GHz ultrabredbandssystem”
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio” EN LINEARISERINGSTEKNIK FÖR RF LÅGBRJUDSFÖRBÄRARE”
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu och Hui Wu” En ultrabredbandig resistiv-feedback-lågbrusförstärkare med brusreducering
i 0.18 μm Digital CMOS” 978-1-4244-1856-5/08/$ 25.00 ©2008 IEEE
[14] J.-H. Lee, C.-C. Chen och Y.-S. Lin” 0.18 lm 3.1-10.6 GHz CMOS UWB LNA med 11.4_0.4 dB gain och 100.7_17.4 ps groupdelay” ELECTRONICS LETTERS 22 november 2007 Vol. 43 nr 24
[15] C.-P. Liang, C.-W. Huang, Y.-K. Lin och S.-J. Chung” 3-10 GHz ultrabredband lågbrusförstärkare med ny matchningsteknik” ELECTRONICS LETTERS 5 augusti 2010 Vol. 46 nr 16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang och Zhiping Yu, Fellow, "A Wideband Inductorless LNA With Local Feedback and Noise Canceling for Low Power Low Voltage Applications" IEEE-TRANSAKTIONER PÅ KRETS OCH SYSTEM–I: VANLIGA PAPPER, VOL. 57, NR. 8 AUGUSTI 2010
[17] TH Lee, Designen av CMOS-radiofrekvensintegrerade kretsar, första upplagan. New York: Cambridge Univ. Press, 1.
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio” EN LINEARISERINGSTEKNIK FÖR RF LOWNOISE AMPLIFIER”ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari” A Noise-Canceling CMOS LNA Design for the Upper Band of UWB DS-CDMA Receivers” Circuits and Systems, 2009. ISCAS 2009. IEEE International Symposium on
[20] S. Galal och B. Razavi, "40 Gb/s förstärkare och ESD-skyddskrets i 0.18 _mCMOS-teknik," i IEEE ISSCC Dig. Tech. Papers, februari 2004, s. 480-481.

RF-effekt-kondensatorer , , , , , ,