Snímky z Internetového archivu
Širokopásmová LNA pro přijímače UWB používající modifikovanou metodu derivace derivace
I. ÚVOD
Vývoj vysokorychlostních bezdrátových komunikačních systémů klade stále větší nároky na integrovaná nízko nákladová RF zařízení s šířkou pásma více GHz pracující s nejnižší spotřebou energie a napájecím napětím. Ultra-širokopásmový (IEEE 802.15.3a) se jeví jako nová technologie, která umožňuje vysokou rychlost přenosu dat (až 1 Gb / s) na krátké vzdálenosti (10 m) při nízkém výkonu. Tato technologie používá pro některé aplikace, jako jsou bezdrátové osobní sítě (WPAN), prostředí pro přenos zvuku, videa a dalších dat s vysokou šířkou pásma. Jeden z přístupů, které byly navrženy pro využití spektra 3.1-10.6-GHz přidělených pro UWB systémy, využívá ortogonální frekvenčně dělené multiplexní OFDM modulace s 14 subpásmy, které zabírají šířku pásma 528-MHz a schéma rychlého přeskakování frekvencí. 1]. V OFDM jsou dílčí nosné požadavky kolmé k sobě. Tento způsob eliminuje křížový přenos mezi subkanály, a proto nejsou nutné mezioperační ochranné pásy. Ačkoli standard nebyl zdokonalen, širokopásmový LNA front-end je naprosto nezbytný bez ohledu na architekturu přijímače. Zesilovač musí splňovat několik požadavků, například na rozhraní s přednastaveným filtrem a anténou, vstupní impedance zesilovače by měla být blízká 50 nad požadovaným pásmem UWB. Důležitými parametry jsou však dostatečný zisk s velkou šířkou pásma, která překonává hluk mixéru, nízká hladina šumu pro zlepšení citlivosti přijímače, nízká spotřeba energie pro zvýšení životnosti baterie, malá plocha trysky pro snížení nákladů, bezpodmínečná stabilita a dobrá linearita. Mezi nimi je úzký kompromis. Zlepšením jednoho z nich jsou ostatní zničeni.
II. Vstupní fáze
Konfigurace Common-Gate a Cascode jsou dva druhy metod, které se obvykle používají pro návrh vstupního stupně LNA v obvodech CMOS, zatímco struktura Common-Gate a Cascode poskytuje přizpůsobení širokopásmového a úzkopásmového vstupu. Stupeň Common-gate má však ve srovnání s fází Cascode vnitřní hodnotu s vysokým šumem a musí být použity techniky potlačení šumu.
Vstupní impedance je však nastavena poměrem zkreslení a W / L. Ve skutečnosti tato struktura bere v úvahu stupeň volnosti transkonduktance tranzistoru a také výběrem vhodné zátěže (dobrá kombinace induktoru a kondenzátorů při zohlednění vlivu parazitní kapacity a těla) poskytuje dostupné přizpůsobení širokopásmového vstupu. Toto zatížení musí být úměrné r_ds1. Jelikož se gm mění, vstupní impedance a odpovídající šířka pásma jsou přibližně stejné jako f_T zařízení.
Parazitní tranzistorová kapacitní odpor C_gs začne hrát role, když začne provozní frekvence. V úzké pásmové aplikaci je ve vstupní fázi přidán zkratový induktor, který rezonuje s C_gsto, což zvyšuje impedanční přizpůsobení na požadované frekvenci. Ve většině aplikací s úzkým pásmem CMOS je však vhodnější cascode LNA s indukční degenerací, ale pro izolaci od vstupu k výstupu a vynechání cesty C_gd provádí LNA Common-Gate lepší reverzní izolaci a stabilitu oproti LNA s Common Source.
III. DESIGN A ANALÝZA OKRUHU
Navrhovaná širokopásmová LNA je znázorněna na obr. 1. Skládá se ze vstupní fáze a společného zdroje. Tabulka 1 zobrazuje návrhové hodnoty navrhované CMOS LNA. Off-chip bias-T poskytuje předpětí brány M_3 a cestu stejnosměrného proudu M_1. Sériový induktor L_4 dále rezonuje se vstupní kapacitou vstupní kapacity M_3, což má za následek větší šířku pásma a určité zbytkové špičkování na frekvenční odezvě [17]. Parazitní kondenzátory M_2
Obr. 1. Navrhovaná širokopásmová šumová LNA
TABULKA I
DESIGN HODNOTY NAVRHOVANÉ CMOS LNA
L_in 4nH (W / L) 3 135 / 0.18
L_0 0.5nH (W / L) 4 37.5 / 0.18
L_1 4.5nH (W / L) 5 45 / 0.18
L_2 2.5nH C_in, C_ (out,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W / L) 1 18 / 0.18 R_3 40Ω
(W / L) 2 30 / 0.18
a M_3 tvoří strukturu žebříku LC s induktorem L_0. Stejnosměrné zátěžové odpory R_1 a R_2 jsou kombinovány s indukčními induktory L_1 a L_2, aby efektivně rozšířily šířku pásma [10]. Sériový špičkový induktor L_2 také rezonuje s celkovými parazitními kapacitními kapacitami C_d2 a C_d3 na odtoku M_2 a M_3. Protože zátěžový odpor R_3 je přidán ke snížení Q faktoru L_3 pro plochý zisk. Minimální délka kanálu 0.18μm je uvažována pro všechny tranzistory v navrhovaném obvodu pro minimalizaci parazitních kapacit a zlepšení frekvenčního výkonu. Společný zdrojový stupeň rozšiřuje šířku pásma, zajišťuje lepší izolaci a zvyšuje frekvenční zisk. Ve skutečnosti vstupní fáze a společný zdrojový stupeň podporují nízkofrekvenční zesílení výkonu a zisk vysokofrekvenčního výkonu. Kombinace obou frekvenčních odezev vede k zesílení širokopásmového výkonu. Tranzistor M5 také pomáhá běžnému zdrojovému stupni zvyšovat a plynule zvyšovat frekvenci. Obr. 2 ukazuje vliv M5 na parametr S21.
Obr. 2 Účinek M5 na parametr S21
Na obr. 3 jsou zkoumány účinky M1 jako vstupní fáze. Simulovaný parametr NF a S11 je porovnán s případem, kdy je M1 vypnut. Mezi NF a S11 je úzký kompromis. Když je M_1 zapnutý, NF se zvýší a parametr S21 se sníží se stejným ztrátovým výkonem a podobnou šířkou pásma, ale naopak se dosáhne přijatelného přizpůsobení vstupu. Zvláštní pozornost by měla být věnována charakteristikám šumu struktury Common-Gate ve vstupní fázi, ačkoliv tranzistor M_1 poskytuje širokopásmové přizpůsobení, má skutečně vysokou hodnotu šumu.
Obr. 3. Simulovaná hodnota šumu a izolace vstupu se zapnutou a vypnutou funkcí M1.
Aby bylo možné prozkoumat výkon šumu, použije se MOS tranzistorový šumový model s tepelným šumem kanálu. Jak je znázorněno na obr. 4, zanedbáváním šumu brány a blikání a za předpokladu, že v této analýze je dokonalá shoda, je PSD kanálu tepelného šumu (i_ (n, d) ^ 2) dáno jako
(i_ (n, d) ^ 2) ̅ = 4KTγg_do ∆f = 4KT γ / α g_m ∆f (1)
Kde je Boltzmannova konstanta, je absolutní teplota v Kelvinech, γ je koeficient MOS tranzistoru tepelného šumu kanálu, α je definován jako poměr transkonduktance g_m a vodivosti odtoku s nulovým předpětím g_ds a je šířka pásma, přes kterou je hodnota šumu se měří.
Následující rovnice popisují šumovou hodnotu pomocí R_1, M_1, M_2 a M_3, které přispívají k celkovému šumovému číslu [1]
Obr. 4. Princip hlukového schématu
Pokud je stanovena podmínka (2), je šum M_1 vynechán [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
Následující rovnice popisují šumovou hodnotu pomocí R_1, M_2 a M_3, které přispívají k celkovému šumovému číslu.
F_R1 = (4KT 〖R_1 g_m2〗 ^ 2) / (KTR_s (g_m3 + 〖g_m2 R〗 _1 / R_s) ^ 2 = R_s / R_1 (3)
F_M2 = (4KTY / αg_m2) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_1m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = γ / α 1 / (g_m2 R_1) F_R1 (4)
F_M3 = (4KTγ / α g_m3) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_m1) 〗 ^ 1 (1)
Celková hodnota šumu tedy může být aproximována jako (6)
F_total = R_s / R_1 (1 + γ / α 1 / (g_m2 R_1)) + (4 γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1)〗 ^ 2) (6) (XNUMX)
IV
Obvod byl simulován softwarem 0.18μm TSMC Hspice. Všechny simulace jsou prováděny s ohledem na vstupní a výstupní svorky 50Ω. V Obr.5 (a) je simulován výkon a zpětná izolace LNA. Průměrný zisk je přibližně 14.5 dB při zvlnění 0.7 dB ve frekvenčním rozsahu. Zpětná izolace je menší než -35dB. Obr. 5 (b) zobrazuje šumovou hodnotu, izolaci vstupu a výstupu. NF je menší než 2.9 dB, S11 je menší než-14.8db a S22 je přibližně menší než -10dB.
(B)
Obr. 5 (a) Izolace simulovaného zesílení a zpětného chodu (b) Simulovaná hodnota šumu, izolace vstupu a izolace výstupu
„Obr.6“ ukazuje IIP3 obvodu versus frekvence.
Obr. 7. Měřená hodnota IIP3 versus frekvence
Výsledky této práce jsou uvedeny v „TABULCE II“ a jsou porovnány s nedávno publikovanými CMOS LNA.
SHRNUTÍ TABULKY 2
VI. ZÁVĚR
Tento článek představuje nový návrh struktury UWB LNA založený na standardní technologii RFCMOS. Uspokojivé vstupní přizpůsobení a šumový výkon jsou dosaženy po zvážení kompromisů mezi vstupní impedancí fáze common-gate a její. výkonu. Naměřená hodnota šumu je menší než 2.9 dB oproti 3.1-10.6-GHz. Plochý zisk stojí za zmínku ve všech LNA design a simulovaný zisk je 14.5 ± 0.7 dB.
REFERENCE
[1] Chih-Fan Liao a Shen-Iuan Liu, „Broadband Noise-Canceling CMOS LNA pro 3.1-10.6 GHz UWB přijímače“ IEEE VĚSTNÍK OBVODŮ SOLID STATE, VOL. 42, č. 2. února 2007
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li a Jenn-Hwan Tarng, Parallel-RC Feedback Low-Noise Amplifier for UWB Applications IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS – II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 57, č. 8. srpna 2010
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung a Chia-Min Chen “Indukční spojka
Resonated CMOS Low Noise Amplifier for 3.1-10.6GHz Ultra-Wideband System ”© 2009 IEEE
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do a Zhenghao Lu „Nový design nízkošumového zesilovače CMOS pro bezdrátové širokopásmové přijímače 3.1 až 10.6 GHz“ IEEE TRANSACTIONS ON OBVODY A SYSTÉMY – I: PRAVIDELNÉ PAPÍRY, sv. 53, č. 8. srpna 2006
[5] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, Farshid Raissi „Lineární proudově opakovaně využívaná LNA pro přijímače UWB s frekvencí 1-10.6 GHz“ IEICE Electronics Express, sv. 5, č. 21,908-914
[6] S. Stroh, „Mimořádně širokopásmové připojení: odpojení multimédií,“ IEEE Spectrum, roč. 40, č. 9, s. 23-27, září 2003.
[7] Vladimir Aparin a Lawrence E. Larson, kolega, IEEE „Metoda modifikované derivační superpozice pro linearizaci nízkošumových zesilovačů FET“ IEEE TRANSACTIONS ON THE MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, č. 2. února 2005
[8] A. Batra a kol., „Návrh vícepásmové fyzické vrstvy OFDM,“ IEEE 802.15-03 / 267r5, červenec 2003.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo a Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao ”Konstrukce širokopásmového (3.1–10.6 GHz) zesilovače CMOS UWB s nízkým šumem a potlačením tepelného šumu” Řízení asijsko-pacifické mikrovlnné konference 2006.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd a TH Lee, „Rozšíření šířky pásma v CMOS s optimalizovanými induktory na čipu,“ IEEE J. Solid-State Circuits, sv. 35, č. 3, str. 346-355, březen 2000.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung a Chia-Min Chen „Nízkošumový zesilovač CMOS s indukčním spojením pro ultra širokopásmový systém 3.1–10.6 GHz“
[12] Chunyu Xin, Edgar S'anchez-Sinencio „LINEARIZAČNÍ TECHNIKA PRO ZESILOVAČ RF LOWNOISE“
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu a Hui Wu ”Ultra širokopásmový odporový zpětnovazební nízkošumový zesilovač s potlačením šumu
v 0.18 μm digitálním CMOS ”978-1-4244-1856-5 / 08 / 25.00 $ © 2008 IEEE
[14] J.-H. Lee, C.-C. Chen a Y.-S. Lin ”0.18 lm 3.1–10.6 GHz CMOS UWB LNA se ziskem 11.4_0.4 dB a skupinovým zpožděním 100.7_17.4 ps” ELEKTRONICKÉ PÍSMENA 22. listopadu 2007 Sv. 43 č. 24
[15] C.-P. Liang, C.-W. Huang, Y.-K. Lin a S.-J. Chung „ultraširokopásmový nízkošumový zesilovač s nízkým šumem 3-10 GHz s novou technikou párování“ ELEKTRONIKA PÍSMENÁ 5. srpna 2010 Sv. 46 č. 16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang a Zhiping Yu, kolega, „Širokopásmová bezindukční LNA s lokální zpětnou vazbou a potlačením šumu pro nízkonapěťové nízkonapěťové aplikace“ IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS – I: REGULAR PAPERS, VOL. 57, č. 8. srpna 2010
[17] TH Lee, Návrh CMOS radiofrekvenčních integrovaných obvodů, 1st ed. New York: Cambridge Univ. Stiskněte tlačítko 1998.
[18] Chunyu Xin, Edgar S'anchez-Sinencio ”LINEARIZAČNÍ TECHNIKA PRO ZESILOVAČ RF LOWNOISE” ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari „Obvody a systémy s potlačením šumu CMOS LNA pro horní pásmo přijímačů UWB DS-CDMA“, 2009. ISCAS 2009. Mezinárodní sympozium IEEE o
[20] S. Galal a B. Razavi, „zesilovač 40 Gb / s a ochranný obvod ESD v technologii 0.18 _mCMOS,“ v IEEE ISSCC Dig. Tech. Papers, Feb.2004, str. 480-481.