af Internet Archive Book Images
En Bredbånd LNA for UWB modtagere med Modificeret Afledte Overlejring Method
I. INTRODUKTION
Udvikling af high-speed trådløse kommunikationssystemer sætter stigende anmodning på integrerede billige RF-enheder med multi-GHz båndbredde, der opererer på det laveste energiforbrug og forsyningsspænding. Ultra-Wideband (IEEE 802.15.3a) vises som en ny teknologi, der kan for høj dataoverførselshastighed (op til 1 Gb / s) inden for korte afstande (10 m) ved lav effekt. Denne teknologi anvender for nogle ansøgning såsom trådløse personlige netværk (WPANs), at skabe et miljø for transmission af lyd, video og andre stor båndbredde data. En af den tilgang, der er blevet foreslået at anvende spektret af 3.1-10.6-GHz afsat til UWB-systemer, anvender ortogonal frekvensdeling Multiplexin OFDM modulation med 14 sub-bånd alt efter hvad indtager 528 MHz båndbredde og en hurtig frekvens-hopping ordning [ 1]. I OFDM, de sub-carrier f requencies er vinkelret på hinanden. Denne metode eliminerer krydstale mellem sub-kanaler og derfor mellem luftfartsselskaber guard bands er ikke nødvendig. Selv om standarden ikke er blevet perfektioneret, en front-end bredbånds LNA er absolut nødvendigt uanset modtageren arkitektur. Forstærkeren skal opfylde adskillige krav, for eksempel for at interface med Forudvalgt filter og antenne, bør forstærkeren indgangsimpedans være tæt på 50 over det ønskede UWB band. Men tilstrækkelig gevinst med bred båndbredde til overtop støjen fra en mixer, lavt tal støj til at forbedre receiver følsomhed, lavt strømforbrug for at øge batteriets levetid, lille dør område for at reducere omkostningerne, ubetinget stabilitet og god linearitet er vigtige parametre. Der er en tæt afvejning mellem dem. Generelt ved at forbedre en af dem, er de andre ødelagt.
II. indgangstrin
Fælles-gate og cascode konfigurationer er to slags metoder normalt bruges til at designe input fase af LNA i CMOS kredsløb, mens den fælles-Gate og cascode struktur giver en bred-band og smalbåndet input matcher henholdsvis. Men fælles-gate fase har sagens natur en meget støjtal versus cascode scenen og de støjreducerende teknikker skal anvendes.
Indgangsimpedans er dog indstillet af bias & W / L-forhold. Faktisk betragter denne struktur en grad af frihed for transkonduktans af transistor, og også ved at vælge en passende belastning (en god kombination af induktor og kondensatorer under overvejelse af effekten af parasitisk kapacitans og krop), giver en tilgængelig bredbåndsindgangstilpasning. Denne belastning skal være proportional med r_ds1. Da gm ændrer sig, er indgangsimpedansen og den matchende båndbredde omtrent lig med enhedens f_T.
Den parasitisk transistor kapacitans C_gs begynder at spille roller, når operativsystemet frekvensen begynder at stige. I det snævre bånd ansøgningen, er en shunt induktor tilføjet i input scenen for at genlyd med C_gsto forbedre impedanstilpasning på den ønskede frekvens. Men i de fleste CMOS smal band applikationer, cascode LNA med induktiv degeneration er at foretrække, men for at isolere fra input til output og udelade af C_gd stien, den fælles-Gate LNA præsterer bedre omvendt isolation og stabilitet versus fælles-Source LNA.
III. CIRCUIT design og analyse
Den foreslåede wide-band LNA er vist i fig. 1. Den består af et indgangstrin og en fælles kilde fase. Tabel 1 viser de regningsmæssige værdier af den foreslåede CMOS LNA. En off-chip skævhed-T giver porten bias M_3 og DC strøm vej M_1. Serien inductor L_4 resonerer yderligere med input gate kilde kapacitans af M_3, hvilket resulterer i en større båndbredde og nogle resterende peaking på frekvensgangen [17]. De parasitiske kapaciteter af M_2
Fig. 1. Foreslået bredbånd støjreducerende LNA
TABEL I
Regningsmæssige værdier af den foreslaaede CMOS LNA
L_in 4nH (W / L) 3 135 / 0.18
L_0 0.5nH (W / L) 4 37.5 / 0.18
L_1 4.5nH (W / L) 5 45 / 0.18
L_2 2.5nH C_in, C_ (ud,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W / L) 1 18 / 0.18 R_3 40Ω
(W / L) 2 30 / 0.18
og M_3 foretage en LC stigen struktur med inductor L_0. DC belastning modstande R_1 og R_2 kombineres med shunt topper induktionsspoler L_1 og L_2 henholdsvis at udvide kredsløb båndbredde effektivt [10]. Serien topper spole L_2 også genlyd med de samlede parasitiske kapaciteter C_d2 og C_d3 ved flugten af M_2 og M_3. Da belastningsmodstand, R_3, tilsættes for at reducere Q-faktoren af L_3 for flad vinding. Den mindste kanal længde 0.18μm anses for alle transistorer i den foreslåede kredsløb til at minimere parasitiske capacitances og forbedre frekvens ydeevne. Den fælles kilde fase udvider båndbredden, giver bedre isolering og øger frekvens gevinst. Faktisk input fase og den fælles kilde fase support lavfrekvent power gain og højfrekvente magt vinde hhv. Kombinationen af både frekvens respons fører til en bredbåndsforbindelse magt gevinst. Transistor M5 hjælper også fælles kilde etape for at øge og glat frekvens gevinst. Fig. 2 viser virkningen af M5 på S21 parameter.
Fig. 2 Effekten af M5 på S21 parameter
I fig. 3 virkningerne af M1 som input fase undersøges. Den simulerede NF og S11 parameter sammenlignes med tilfældet med M1 er slukket. Der er en tæt afvejning mellem NF og S11. Når M_1 tændes, er NF øges og S21 parameter reduceres med samme effekttab og en lignende båndbredde, men tværtimod vil blive opnået en acceptabel input matching. Ekstra koncentration bør gives til de støjkarakteristika den fælles-Gate struktur i input fase, selv om transistor M_1 giver en bred-bånd matching, det har en iboende høj støj tal.
Fig. 3. Simuleret støjtal og input isolation med M1 tændes og slukkes.
For at undersøge støjniveau, er MOS transistor støj model med kanalen termiske støj anvendes. Som vist i Fig.4, forsømme porten og flicker lyde og under forudsætning af et perfekt match i denne analyse, PSD kanalens termiske støj (I_ (n, d) ^ 2) ̅ er givet som
(I_ (n, d) ^ 2) ̅ = 4KTγg_do Af-= 4KT γ / α g_m Af-(1)
Hvor er Boltzmann-konstanten, er den absolutte temperatur i Kelvin, γ er MOS-transistorens kanal-termiske støjkoefficient, α er defineret som forholdet mellem transkonduktansen g_mand nul-bias-afløbskonduktansen g_ds og er båndbredden, over hvilken støjtalet måles henholdsvis.
De følgende ligninger beskriver støj tal med R_1, M_1, M_2 og M_3 at de bidrager til den samlede støj tal [1]
Fig. 4. Princippet om støj skematiske
Hvis betingelsen (2) er etableret støjen fra M_1 er udeladt [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
De følgende ligninger beskriver støj tal med R_1, M_2 og M_3 at de bidrager til den samlede støj tal.
F_R1 = (4KT 〖R_1 g_m2〗 ^ 2) / (KTR_s (g_m3 + 〖g_m2 R〗 _1 / R_s) ^ 2) = R_s / R_1 (3)
F_M2 = (4KTγ / αg_m2) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_1m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = γ / α 1 / (g_m2 R_1) F_R1 (4)
F_M3 = (4KTγ / α g_m3) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = (4γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1) 〗 ^ 2) (5)
Således kan det samlede tal støj tilnærmes som (6)
F_total = R_s / R_1 (1 + γ / α 1 / (g_m2 R_1)) + (4 γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1)〗 ^ 2) (6)
IV.SIMULATION RESULTAT
Kredsløbet blev simuleret med 0.18μm TSMC bibliotek hspice software. Alle simuleringer er færdig overvejer 50Ω input- og output-terminaler. I Fig.5 (a) få magt og omvendt isolering af LNA er simulerede. Den gennemsnitlige gevinst magt er ca 14.5 dB med 0.7 dB ripple over frekvensområdet. Det omvendte isolation er mindre end -35dB. Fig.5 (b) viser støjtal, input og output isolation. NF er mindre end 2.9 dB, S11 er mindre end-14.8db og S22 er ca. mindre end -10dB.
(B)
Fig. 5. (A) Simuleret gevinst magt og omvendt isolation (b) Simuleret Noise figur, input isolation og output isolation
“Fig.6” viser IIP3 for kredsløbet versus frekvensen.
Fig. 7. Målt IIP3 versus frekvens
Resultaterne af dette arbejde er vist i “TABEL II” og sammenlignes med for nylig offentliggjorte CMOS LNA'er.
TABEL 2 PERFORMANCE OVERSIGT
VI. KONKLUSION
Denne artikel præsenterer et nyt design af en UWB LNA struktur baseret på en standard RFCMOS teknologi. Tilfredsstillende input matching og støjniveau opnås efter om de kompromiser mellem indgangsimpedans den fælles-gate fase og dens. støjniveau. Den målte støjtal er mindre end 2.9 dB i 3.1-10.6-GHz. En flad gevinst er værd at nævne i alle LNA design og den simulerede effekt gevinst er 14.5 ± 0.7 dB.
REFERENCER
[1] Chih-Fan Liao og Shen-Iuan Liu, ”En bredbånds støjreducerende CMOS LNA til 3.1-10.6 GHz UWB-modtagere” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 42, NEJ. 2, FEBRUAR 2007
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li og Jenn-Hwan Tarng, Parallel-RC-feedback Lavstøjsforstærker til UWB-applikationer 57, NO. 8. AUGUST 2010
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung og Chia-Min Chen ”En induktorkobling
Resonated CMOS Low Noise Amplifier for 3.1-10.6GHz Ultra-Wideband System ”© 2009 IEEE
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do og Zhenghao Lu ”Et nyt CMOS-forstærkerdesign med lavt støjniveau til 3.1 til 10.6 GHz ultrabrede trådløse modtagere” IEEE-TRANSAKTIONER PÅ KREDSKABER OG SYSTEMER – I: REGULAR PAPIR, VOL. 53, NEJ. 8, AUGUST 2006
[5] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, Farshid Raissi ”En lineær strømgenbrugt LNA til 1-10.6 GHz UWB-modtagere” IEICE Electronics Express, bind 5, nr. 21,908-914
[6] S. Stroh, "Ultra-bredbånd: multimedie frakoblet," IEEE Spectrum, vol. 40, nr. 9, s. 23-27, sep. 2003.
[7] Vladimir Aparin og Lawrence E. Larson, stipendiat, IEEE ”Modified Derivative Superposition Method for Linearizing FET Low-Noise Amplifiers” IEEE TRANSACTIONS on MICROWAVE TEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NEJ. 2, FEBRUAR 2005
[8] A. Batra et al., "Multi-band OFDM fysisk lagforslag," IEEE 802.15-03 / 267r5, jul. 2003.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo og Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao ”Designet af fuldbånds (3.1-10.6GHZ) CMOS UWB forstærker med lav støj med termisk støjreduktion” Forløb af mikroovnkonference i Asien og Stillehavet 2006.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd og TH Lee, "Båndbreddeforlængelse i CMOS med optimerede on-chip-induktorer," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 35, nr. 3, s. 346-355, marts 2000.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung og Chia-Min Chen ”En induktorkobling resoneret CMOS forstærker med lav støj til 3.1-10.6 GHz ultrabredbåndssystem”
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio ”EN LINEARISERINGSTEKNIK FOR RF LOWNOISE-FORSTÆRKER”
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu og Hui Wu ”En Ultra-Wideband Resistive-Feedback Low-Noise Amplifier med støjreduktion
i 0.18 μm Digital CMOS ”978-1-4244-1856-5 / 08 / $ 25.00 © 2008 IEEE
[14] J.-H. Lee, C.-C. Chen og Y.-S. Lin ”0.18 lm 3.1-10.6 GHz CMOS UWB LNA med 11.4_0.4 dB forstærkning og 100.7_17.4 ps gruppeforsinkelse” ELEKTRONIKBREV 22. november 2007 Vol. 43 nr. 24
[15] C.-P. Liang, C.-W. Huang, Y.-K. Lin og S.-J. Chung ”3-10 GHz ultrabredstøjsvag forstærker med ny matchende teknik” ELEKTRONIKBREV 5. august 2010 Vol. 46 nr. 16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang og Zhiping Yu, stipendiat, ”En bredbåndsinduktfri LNA med lokal feedback og støjreduktion til laveffekts lavspændingsapplikationer” IEEE-TRANSAKTIONER PÅ KREDSER OG SYSTEMER – I: REGULÆRE PAPIRER, VOL. 57, NO. 8. AUGUST 2010
[17] TH Lee, The Design af CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits, 1st ed. New York: Cambridge Univ. Tryk, 1998.
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio ”EN LINEARISERINGSTEKNIK FOR RF LOWNOISE-FORSTÆRKER” ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari ”Et støjreducerende CMOS LNA-design til det øvre bånd af UWB DS-CDMA-modtagere” kredsløb og systemer, 2009. ISCAS 2009. IEEE International Symposium on
[20] S. Galal og B. Razavi, "40 Gb / s forstærker og ESD-beskyttelse kredsløb i 0.18 _mCMOS teknologi," i IEEE ISSCC Dig. Tech. Papers, februar 2004, s. 480-481.