von Internet Archive Buch Bilder
Ein Breitband-LNA für UWB-Empfänger unter Verwendung von modifizierten Derivative Überlagerung Methode
I. EINLEITUNG
Die Entwicklung der drahtlosen Kommunikationssystemen mit hoher Geschwindigkeit setzt auf integrierte Low-Cost-HF-Geräte mit Multi-GHz-Band arbeitet auf dem niedrigsten Stromverbrauch und die Versorgungsspannung steigende Nachfrage. Ultrabreitband (IEEE 802.15.3a) erscheint als eine neue Technologie in der Lage für hohe Datenübertragungsraten (bis Gb 1 / s) auf kurzen Distanzen (10 m) bei niedriger Leistung. Diese Technologie verwendet für einige Anwendungen, wie beispielsweise Wireless Personal Area Networks (WPANs), eine Umgebung für die Übertragung von Audio-Bereitstellung, Video- und andere Daten mit hoher Bandbreite. Einer der Ansatz, der das Spektrum der 3.1-10.6-GHz zugeteilt für UWB-Systemen verwendet Orthogonal Frequency Division Multiplexin OFDM-Modulation mit 14 Subbänder je nachdem, was belegt 528-MHz Bandbreite und eine schnelle Frequenzsprungschema zu verwenden vorgeschlagen wurden [ 1]. In OFDM werden die Unterträger f requencies sind senkrecht zueinander. Dieses Verfahren eliminiert das Übersprechen zwischen den Unterkanälen und damit Zwischenträgerschutzbänder sind nicht erforderlich. Obwohl der Standard nicht vollendet ist, wird eine Front-End-Breitband LNA ist absolut notwendig, unabhängig von der Empfängerarchitektur. Der Verstärker mehrere Anforderungen erfüllen muss, beispielsweise mit dem Vorwahlfilter und Antenne zu koppeln, sollte der Verstärker-Eingangsimpedanz zu 50 über den gewünschten UWB-Band nahe sein. Allerdings ausreichende Verstärkung mit breiten Bandbreite zu overtop das Rauschen eines Mischers, niedrige Rauschzahl zu verbessern Empfängerempfindlichkeit, geringer Stromverbrauch Akkulaufzeit, geringe Chipfläche zu reduzieren, die Kosten, die unbedingte Stabilität und eine gute Linearität sind wichtige Parameter zu erhöhen. Es besteht eine enge Trade-off zwischen ihnen. Im Allgemeinen von einem von ihnen zu verbessern, sind die anderen ruiniert.
II. Die Eingangsstufe
Common-Gate und Cascode Konfigurationen sind zwei Arten von Verfahren in der Regel verwendet, um die Eingangsstufe des LNA in CMOS-Schaltungen zu entwerfen, während der Common-Gate und Kaskodenstruktur eine breitbandige und schmalbandige Eingangs bereitzustellen passend sind. Allerdings Common-Gate-Stufe hat eine intrinsisch hohe Rauschzahl im Vergleich zu Kaskodestufe und die Noise-Cancelling-Techniken verwendet werden.
Die Eingangsimpedanz wird jedoch durch die Vorspannung und das W / L-Verhältnis eingestellt. Tatsächlich berücksichtigt diese Struktur einen Freiheitsgrad für die Transkonduktanz des Transistors und liefert durch Auswahl einer geeigneten Last (eine gute Kombination von Induktor und Kondensatoren unter Berücksichtigung des Effekts der parasitären Kapazität und des Körpers) eine verfügbare Breitband-Eingangsanpassung. Diese Last muss proportional zu r_ds1 sein. Da sich gm ändert, sind die Eingangsimpedanz und die passende Bandbreite ungefähr gleich dem f_T des Geräts.
Die parasitäre Transistorkapazität C_gs beginnt mit der Wiedergabe Rollen, wenn die Betriebsfrequenz zu steigen beginnt. In der schmalbandigen Anwendung wird ein Shunt-Induktivität in der Eingangsstufe hinzugefügt mit C_gsto mitzuschwingen Impedanzanpassung bei der gewünschten Frequenz zu erhöhen. Aber in den meisten CMOS schmalbandigen Anwendungen Kaskode LNA mit induktiver Degeneration ist bevorzugt, aber von dem Eingang zu dem Ausgang und Weglassen des C_gd Weg zur Isolierung der Common-Gate-LNA eine bessere Leistung Rückwärtsisolation und Stabilität gegenüber Common-Source-LNA.
III. CIRCUIT DESIGN UND ANALYSE
Die vorgeschlagene Breitband LNA ist in gezeigt. 1. Es besteht aus einer Eingangsstufe und einer gemeinsamen Source-Stufe. Tabelle 1 zeigt die Bemessungswerte der vorgeschlagenen CMOS LNA. Ein Off-Chip-Bias-T bietet die Gate-Vorspannung von M_3 und die DC-Strompfad von M_1. Die Serieninduktivität L_4 schwingt weiter mit der Eingangs Gate-Source-Kapazität des M_3, was zu einer größeren Bandbreite und etwas restlichem Peaking auf den Frequenzgang [17]. Die parasitären Kapazitäten von M_2
Feige. 1. Vorgeschlagen Breitband-Rauschunterdrückung LNA
TABELLE I
DESIGN WERTE DER GEPLANTEN CMOS LNA
L_in 4nH (W / L) 3 135 / 0.18
L_0 0.5nH (W / L) 4 37.5 / 0.18
L_1 4.5nH (W / L) 5 45 / 0.18
L_2 2.5nH C_IN, C_ (out,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W / L) 1 18 / 0.18 R_3 40Ω
(W / L) 2 30 / 0.18
und M_3 ein LC-Leiterstruktur mit Induktor L_0 machen. Die DC-Lastwiderstände R_1 und R_2 sind mit Shunt-Peaking-Induktivitäten L_1 und L_2 kombiniert bzw. Schaltung Bandbreite effektiv [10] zu verlängern. Die Serie Peaking Induktor L_2 auch mit den gesamten parasitären Kapazitäten C_d2 und C_d3 am Drain des M_2 und M_3 mitschwingen. Da der Lastwiderstand, R_3 wird hinzugefügt, um den Q-Faktor von L_3 für flache Verstärkung zu reduzieren. Die minimale Kanallänge von 0.18μm wird für alle Transistoren in der vorgeschlagenen Schaltung als parasitäre Kapazitäten zu minimieren und Frequenzleistung zu verbessern. Die gemeinsame Source-Stufe erweitert Bandbreite, bietet eine bessere Isolierung und erhöht die Frequenzverstärkung. Tatsächlich ist die Eingangsstufe und die gemeinsame Source-Stufe Unterstützung niederfrequente Leistungsverstärkung und Hochfrequenz-Leistungsverstärkung auf. Die Kombination der beiden Frequenzgänge führen zu einem Breitband-Leistungsverstärkung. Der Transistor M5 hilft auch gemeinsame Source-Stufe und glatten Frequenzverstärkung zu erhöhen. Feige. 2 zeigt die Wirkung von M5 auf dem S21 Parameter.
Feige. 2 Die Wirkung von M5 auf dem S21 Parameter
In Fig. 3 die Wirkungen von M1 als Eingangsstufe untersucht. Die simulierte NF und S11 Parameter wird im Vergleich zum Fall mit M1 ausgeschaltet ist. Es besteht eine enge Kompromiss zwischen NF und S11. Wenn M_1 eingeschaltet ist, wird die NF erhöht und S21 Parameter wird mit der gleichen Leistungsabgabe und eine ähnliche Bandbreite verringert, sondern im Gegenteil wird eine akzeptable Eingangsanpassung erreicht werden. Extra-Konzentration sollte auf die Rauschcharakteristiken des Common-Gate-Struktur in der Eingangsstufe gegeben werden, obwohl der Transistor M_1 eine Breitbandanpassung bietet, hat es eine intrinsisch hohe Rauschzahl.
Feige. 3. Simulierte Rauschzahl und Eingangstrenn mit M1 ein- und ausgeschaltet.
Um die Rauschleistung, der MOS-Transistor Rauschmodell mit der Kanal thermische Rauschen zu untersuchen, verwendet. Wie in Fig.4 gezeigt, das Tor und Flimmern Geräusche zu vernachlässigen und eine perfekte Übereinstimmung in dieser Analyse unter der Annahme, die PSD des Kanals thermisches Rauschen (i_ (n, d) ^ 2) ̅ gegeben als
(I_ (n, d) ^ 2) ̅ = 4KTγg_do Af = 4KT γ / α g_m Af (1)
Wo ist die Boltzmann-Konstante, ist die absolute Temperatur in Kelvin, γ ist der Koeffizient des thermischen Kanalrauschens des MOS-Transistors, α ist definiert als das Verhältnis der Transkonduktanz g_mand der Drain-Leitfähigkeit g_ds mit Nullvorspannung und ist die Bandbreite, über die die Rauschzahl wird jeweils gemessen.
Die folgenden Gleichungen beschreiben die Rauschzahl von R_1, M_1, M_2 und M_3, dass sie auf die Gesamtrauschzahl [1] beitragen
Feige. 4. Prinzip des Rauschschema
Wenn die Bedingung (2) das Rauschen von M_1 hergestellt wird weggelassen [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
Die folgenden Gleichungen beschreiben die Rauschzahl von R_1, M_2 und M_3, dass sie auf die Gesamtrauschzahl beitragen.
F_R1 = (4KT 〖R_1 g_m2〗 ^ 2) / (KTR_s (g_m3 + 〖g_m2 R〗 _1 / R_s) ^ 2) = R_s / R_1 (3)
F_M2 = (4KTγ / αg_m2) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_1m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = γ / α 1 / (g_m2 R_1) F_R1 (4)
F_M3 = (4KTγ / α g_m3) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = (4γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1) 〗 ^ 2) (5)
Somit kann die Gesamtrauschzahl angenähert werden als (6)
F_total = R_s / R_1 (1 + γ / α 1 / (g_m2 R_1)) + (4 γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1)〗 ^ 2) (6)
IV.SIMULATION ERGEBNIS
Die Schaltung wurde mit 0.18μm TSMC Bibliothek Hspice Software simuliert. Alle Simulationen werden durchgeführt, unter Berücksichtigung 50Ω Ein- und Ausgangsklemmen. In Fig.5 (a) gewinnen Macht und Reverse Isolation des LNA simuliert. Der durchschnittliche Gewinn Leistung beträgt ca. 14.5 dB mit 0.7 dB Welligkeit über den Frequenzbereich. Die umgekehrte Isolierung weniger als -35dB. Fig.5 (b) zeigt die Rauschzahl, Ein- und Ausgang sind galvanisch getrennt. Die NF kleiner als 2.9 dB, S11 kleiner als-14.8db und S22 etwa weniger als -10dB.
(B)
Feige. 5. (A) Simulierte Verstärkungsleistung und Reverse-Isolation (b) Simulierte Rauschmaß, Eingangs Isolation und Ausgangsisolation
"Fig. 6" zeigt den IIP3 der Schaltung gegenüber der Frequenz.
Feige. 7. Gemessen IIP3 Abhängigkeit von der Frequenz
Die Ergebnisse dieser Arbeit sind in „TABELLE II“ gezeigt und werden mit kürzlich veröffentlichten CMOS-LNAs verglichen.
TABELLE 2 PERFORMANCE ZUSAMMENFASSUNG
VI. SCHLUSSFOLGERUNG
Dieser Beitrag stellt ein neues Design eines UWB LNA-Struktur basiert auf einem Standard RFCMOS Technologie. Zufriedenstellende Eingangsanpassung und Rauschleistung werden nach Bezug auf die Kompromisse zwischen der Eingangsimpedanz des Common-Gate-Stufe und dessen erhalten. Rauschverhalten. Die gemessene Rauschzahl ist kleiner als 2.9 dB über 3.1-10.6-GHz. Eine flache Verstärkung lohnt sich, in allen LNA Design zu erwähnen und die simulierte Leistungsverstärkung ist 14.5 ± 0.7 dB.
REFERENZEN
[1] Chih-Fan Liao und Shen-Iuan Liu, "Ein Breitband-CMOS-LNA mit Rauschunterdrückung für 3.1-10.6-GHz-UWB-Empfänger", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 42, NO. 2. FEBRUAR 2007
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li und Jenn-Hwan Tarng, rauscharmer Parallel-RC-Rückkopplungsverstärker für UWB-Anwendungen IEEE-TRANSAKTIONEN AUF SCHALTUNGEN UND SYSTEME - II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 57, NO. 8, AUGUST 2010
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung und Chia-Min Chen “Eine Induktor-Kopplung
Resonierter rauscharmer CMOS-Verstärker für 3.1-10.6 GHz Ultra-Breitband-System ”© 2009 IEEE
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do und Zhenghao Lu “Ein neuartiges rauscharmes CMOS-Verstärker-Design für drahtlose 3.1- bis 10.6-GHz-Ultra-Breitband-Empfänger” IEEE TRANSACTIONS ON SCHALTUNGEN UND SYSTEME - I: REGELMÄSSIGE PAPIERE, BAND. 53, NO. 8, AUGUST 2006
[5] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, Farshid Raissi "Ein linearer wiederverwendeter LNA für 1-10.6-GHz-UWB-Empfänger" IEICE Electronics Express, Band 5, Nr. 21,908-914
[6] S. Stroh, "Ultra-Breitband: Multimedia unplugged", IEEE Spectrum, vol. 40, nein. 9, S. 23-27, September 2003.
[7] Vladimir Aparin und Lawrence E. Larson, Fellow, IEEE "Modified Derivative Superposition Method for Linearizing FET Low-Noise Amplifiers", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 2, FEBRUAR 2005
[8] A. Batra et al., "Multi-Band OFDM Physical Layer Proposal", IEEE 802.15-03 / 267r5, Juli 2003.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo und Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao "Das Design eines rauscharmen CMOS-UWB-Vollbandverstärkers (3.1-10.6 GHz) mit thermischer Rauschunterdrückung" der Asien-Pazifik-Mikrowellenkonferenz 2006.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd und TH Lee, "Bandbreitenerweiterung in CMOS mit optimierten On-Chip-Induktoren", IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 35, nein. 3, S. 346-355, März 2000.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung und Chia-Min Chen "Ein rauscharmer CMOS-Verstärker mit Induktorkopplung für ein Ultra-Breitband-System mit 3.1-10.6 GHz"
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio "EINE LINEARISIERUNGSTECHNIK FÜR RF LOWNOISE AMPLIFIER"
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu und Hui Wu “Ein rauscharmer Ultra-Breitband-Verstärker mit resistiver Rückkopplung und Rauschunterdrückung
in 0.18 μm digitalem CMOS ”978-1-4244-1856-5 / 08 / $ 25.00 © 2008 IEEE
[14] J.-H. Lee, C.-C. Chen und Y.-S. Lin ”0.18 lm 3.1-10.6 GHz CMOS UWB LNA mit 11.4_0.4 dB Verstärkung und 100.7_17.4 ps Gruppenverzögerung” ELECTRONICS LETTERS 22. November 2007 Vol. 43 Nr. 24
[15] C.-P. Liang, C.-W. Huang, Y.-K. Lin und S.-J. Chung ”3-10 GHz ultrabreitbandiger rauscharmer Verstärker mit neuer Anpassungstechnik” ELECTRONICS LETTERS 5th August 2010 Vol. 46 Nr. 16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang und Zhiping Yu, Fellow, IEEE TRANSAKTIONEN FÜR SCHALTUNGEN UND SYSTEME - I: REGELMÄSSIGE PAPIERE, BAND. 57, NO. 8, AUGUST 2010
[17] TH Lee, The Design von CMOS-Radiofrequenz Integrierte Schaltungen, ed 1st. New York: Cambridge Univ. Press, 1998.
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio "Eine LINEARISIERUNGSTECHNIK FÜR RF LOWNOISE AMPLIFIER" ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, „Ein rauschunterdrückendes CMOS-LNA-Design für das obere Band von UWB-DS-CDMA-Empfängern“, Schaltungen und Systeme, 2009. ISCAS 2009. IEEE International Symposium on
[20] S. Galal und B. Razavi, „40-Gbit / s-Verstärker und ESD-Schutzschaltung in 0.18-mCMOS-Technologie“, in IEEE ISSCC Dig. Technik. Papers, Feb. 2004, S. 480-481.