από τις εικόνες του βιβλίου του Διαδικτύου
Ένα ευρυζωνικό LNA για δέκτες UWB με τη χρήση τροποποιημένης μεθόδου υπερπαραγωγής παραγώγων
ΕΙΣΑΓΩΓΗ
Η ανάπτυξη των συστημάτων ασύρματης επικοινωνίας υψηλής ταχύτητας δημιουργεί αυξανόμενα αιτήματα για ενσωματωμένες συσκευές ραδιοσυχνοτήτων χαμηλού κόστους με εύρος ζώνης πολλαπλών GHz που λειτουργούν στη χαμηλότερη κατανάλωση ενέργειας και τάση τροφοδοσίας. Η υπερευρεία ζώνη (IEEE 802.15.3a) εμφανίζεται ως μια νέα τεχνολογία ικανή για υψηλούς ρυθμούς μεταφοράς δεδομένων (έως 1 Gb/s) σε μικρές αποστάσεις (10 m) σε χαμηλή ισχύ. Αυτή η τεχνολογία χρησιμοποιείται για ορισμένες εφαρμογές, όπως ασύρματα προσωπικά δίκτυα περιοχής (WPAN), παρέχοντας ένα περιβάλλον για μετάδοση ήχου, βίντεο και άλλων δεδομένων υψηλού εύρους ζώνης. Μία από τις προσεγγίσεις που έχουν προταθεί για τη χρήση του φάσματος των 3.1-10.6 GHz που εκχωρείται για συστήματα UWB, χρησιμοποιεί διαμόρφωση OFDM Multiplexin Orthogonal Frequency Division με 14 υποζώνες όποια καταλαμβάνει εύρος ζώνης 528 MHz και ένα σχήμα γρήγορης μετάβασης συχνότητας [ 1]. Στο OFDM, οι συχνότητες του δευτερεύοντος φορέα f είναι κάθετες μεταξύ τους. Αυτή η μέθοδος εξαλείφει την αλληλεπίδραση μεταξύ των υποκαναλιών και συνεπώς δεν είναι απαραίτητες οι ζώνες προστασίας μεταξύ των φορέων. Αν και το πρότυπο δεν έχει τελειοποιηθεί, ένα μπροστινό ευρυζωνικό LNA είναι απολύτως απαραίτητο ανεξάρτητα από την αρχιτεκτονική του δέκτη. Ο ενισχυτής πρέπει να πληροί διάφορες απαιτήσεις, για παράδειγμα για διασύνδεση με το προεπιλεγμένο φίλτρο και την κεραία, η σύνθετη αντίσταση εισόδου του ενισχυτή πρέπει να είναι κοντά στο 50 πάνω από την επιθυμητή ζώνη UWB. Ωστόσο, επαρκής απολαβή με μεγάλο εύρος ζώνης για να ξεπεράσει το θόρυβο ενός μίκτη, χαμηλός θόρυβος για βελτίωση της ευαισθησίας του δέκτη, χαμηλή κατανάλωση ενέργειας για αύξηση της διάρκειας ζωής της μπαταρίας, μικρή περιοχή καλουπιού για μείωση του κόστους, σταθερότητα χωρίς όρους και καλή γραμμικότητα είναι σημαντικές παράμετροι. Υπάρχει στενός συμβιβασμός μεταξύ τους. Γενικά βελτιώνοντας ένα από αυτά, τα άλλα καταστρέφονται.
II. Στάδιο εισαγωγής
Οι διαμορφώσεις Common-Gate και Cascode είναι δύο είδη μεθόδων που χρησιμοποιούνται συνήθως για το σχεδιασμό του σταδίου εισόδου του LNA σε κυκλώματα CMOS, ενώ η δομή Common-Gate και Cascode παρέχουν αντιστοίχιση εισόδου ευρείας ζώνης και στενής ζώνης αντίστοιχα. Ωστόσο, το στάδιο Common-gate έχει εγγενώς υψηλό αριθμό θορύβου σε σχέση με το στάδιο Cascode και πρέπει να χρησιμοποιούνται οι τεχνικές ακύρωσης θορύβου.
Ωστόσο, η σύνθετη αντίσταση εισόδου ρυθμίζεται από την αναλογία πόλωσης & W/L. Στην πραγματικότητα, αυτή η δομή λαμβάνει υπόψη έναν βαθμό ελευθερίας για τη διαγωγιμότητα του τρανζίστορ και επίσης επιλέγοντας ένα κατάλληλο φορτίο (ένας καλός συνδυασμός επαγωγέα και πυκνωτών λαμβάνοντας υπόψη την επίδραση της παρασιτικής χωρητικότητας και του σώματος), παρέχει μια διαθέσιμη ευρυζωνική αντιστοίχιση εισόδου. Αυτό το φορτίο πρέπει να είναι ανάλογο με το r_ds1. Εφόσον το gm αλλάζει, η σύνθετη αντίσταση εισόδου και το αντίστοιχο εύρος ζώνης είναι περίπου ίσα με το f_T της συσκευής.
Η χωρητικότητα του παρασιτικού τρανζίστορ C_gs αρχίζει να παίζει ρόλους όταν η συχνότητα λειτουργίας αρχίζει να αυξάνεται. Στην εφαρμογή στενής ζώνης, ένας επαγωγέας διακλάδωσης προστίθεται στο στάδιο εισόδου για να συντονιστεί με το C_g για να ενισχύσει την αντιστοίχιση σύνθετης αντίστασης στην επιθυμητή συχνότητα. Ωστόσο, στις περισσότερες εφαρμογές στενής ζώνης CMOS, το cascode LNA με επαγωγικό εκφυλισμό είναι προτιμότερο, αλλά για την απομόνωση από την είσοδο στην έξοδο και την παράλειψη της διαδρομής C_gd, το LNA Common-Gate εκτελεί καλύτερη αντίστροφη απομόνωση και σταθερότητα έναντι του LNA κοινής πηγής.
III. ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΣ ΚΑΙ ΑΝΑΛΥΣΗ ΚΥΚΛΩΜΑΤΟΣ
Το προτεινόμενο LNA ευρείας ζώνης φαίνεται στο Σχ. 1. Αποτελείται από ένα στάδιο εισόδου και ένα στάδιο κοινής πηγής. Ο Πίνακας 1 δείχνει τις τιμές σχεδιασμού του προτεινόμενου CMOS LNA. Ένα off-chip bias-T παρέχει τη πόλωση πύλης του M_3 και τη διαδρομή ρεύματος συνεχούς ρεύματος του M_1. Ο επαγωγέας σειράς L_4 συντονίζεται περαιτέρω με την χωρητικότητα της πύλης εισόδου της πηγής M_3, με αποτέλεσμα μεγαλύτερο εύρος ζώνης και κάποια υπολειπόμενη αιχμή στην απόκριση συχνότητας [17]. Οι παρασιτικές χωρητικότητες του M_2
Εικ. 1. Προτεινόμενο ευρυζωνικό LNA ακύρωσης θορύβου
ΠΙΝΑΚΑΣ Ι
ΑΞΙΕΣ ΣΧΕΔΙΑΣΜΟΥ ΤΟΥ ΠΡΟΤΕΙΝΟΜΕΝΟΥ CMOS LNA
L_in 4nH (W/L)3 135/0.18
L_0 0.5nH (W/L)4 37.5/0.18
L_1 4.5nH (W/L)5 45/0.18
L_2 2.5nH C_in,C_(out,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W/L)1 18/0.18 R_3 40Ω
(Β/Λ)2 30/0.18
και M_3 κάνουν μια δομή σκάλας LC με επαγωγέα L_0. Οι αντιστάσεις φορτίου DC R_1 και R_2 συνδυάζονται με επαγωγείς αιχμής διακλάδωσης L_1 και L_2 αντίστοιχα για να επεκτείνουν αποτελεσματικά το εύρος ζώνης του κυκλώματος [10]. Ο επαγωγέας κορυφής της σειράς L_2 αντηχεί επίσης με τις συνολικές παρασιτικές χωρητικότητες C_d2 και C_d3 στην αποστράγγιση των M_2 και M_3. Δεδομένου ότι η αντίσταση φορτίου, R_3, προστίθεται για τη μείωση του συντελεστή Q του L_3 για επίπεδο κέρδος. Το ελάχιστο μήκος καναλιού των 0.18μm λαμβάνεται υπόψη για όλα τα τρανζίστορ στο προτεινόμενο κύκλωμα για την ελαχιστοποίηση των παρασιτικών χωρητικοτήτων και τη βελτίωση της απόδοσης συχνότητας. Το στάδιο της κοινής πηγής επεκτείνει το εύρος ζώνης, παρέχει καλύτερη απομόνωση και αυξάνει το κέρδος συχνότητας. Στην πραγματικότητα, το στάδιο εισόδου και το στάδιο της κοινής πηγής υποστηρίζουν κέρδος ισχύος χαμηλής συχνότητας και κέρδος ισχύος υψηλής συχνότητας, αντίστοιχα. Ο συνδυασμός και των δύο αποκρίσεων συχνότητας οδηγεί σε ευρυζωνικό κέρδος ισχύος. Το τρανζίστορ M5 βοηθά επίσης το στάδιο της κοινής πηγής να αυξήσει και να εξομαλύνει το κέρδος συχνότητας. Το Σχ. 2 δείχνει την επίδραση του M5 στην παράμετρο S21.
Εικ. 2 Η επίδραση του M5 στην παράμετρο S21
Στο Σχ. 3 διερευνώνται τα αποτελέσματα του Μ1 ως στάδιο εισόδου. Η προσομοιωμένη παράμετρος NF και S11 συγκρίνεται με την περίπτωση που το M1 είναι απενεργοποιημένο. Υπάρχει μια στενή αντιστάθμιση μεταξύ NF και S11. Όταν το M_1 είναι ενεργοποιημένο, το NF αυξάνεται και η παράμετρος S21 μειώνεται με την ίδια απαγωγή ισχύος και παρόμοιο εύρος ζώνης, αλλά αντίθετα θα επιτευχθεί μια αποδεκτή αντιστοίχιση εισόδου. Θα πρέπει να δοθεί επιπλέον συγκέντρωση στα χαρακτηριστικά θορύβου της δομής Common-Gate στο στάδιο εισόδου, αν και το τρανζίστορ M_1 παρέχει αντιστοίχιση ευρείας ζώνης, έχει εγγενώς υψηλό αριθμό θορύβου.
Εικ. 3. Προσομοιωμένος αριθμός θορύβου και απομόνωση εισόδου με το M1 ενεργοποιημένο και απενεργοποιημένο.
Για τη διερεύνηση της απόδοσης θορύβου, χρησιμοποιείται το μοντέλο θορύβου τρανζίστορ MOS με τον θερμικό θόρυβο καναλιού. Όπως φαίνεται στο Σχ. 4, αγνοώντας τους θορύβους της πύλης και του τρεμούλιασμα και υποθέτοντας την τέλεια αντιστοιχία σε αυτή την ανάλυση, το PSD του θερμικού θορύβου καναλιού (i_(n,d)^2) ̅ δίνεται ως
(i_(n,d)^2 ) ̅=4KTγg_do ∆f=4KT γ/α g_m ∆f (1)
Όπου είναι η σταθερά Boltzmann, είναι η απόλυτη θερμοκρασία σε Kelvin, γ είναι ο συντελεστής θερμικού θορύβου καναλιού του τρανζίστορ MOS, α ορίζεται ως ο λόγος της διαγωγιμότητας g_mand η αγωγιμότητα αποστράγγισης μηδενικής πόλωσης g_ds και είναι το εύρος ζώνης στο οποίο ο αριθμός του θορύβου μετριέται αντίστοιχα.
Οι ακόλουθες εξισώσεις περιγράφουν το ποσοστό θορύβου κατά R_1, M_1, M_2 και M_3 ότι συνεισφέρουν στο συνολικό αριθμό θορύβου [1]
Εικ. 4. Αρχή του σχηματικού θορύβου
Εάν η συνθήκη (2) εδραιωθεί, ο θόρυβος του M_1 παραλείπεται [1].
g_m2 R_1=g_m3 R_s (2)
Οι ακόλουθες εξισώσεις περιγράφουν το ποσοστό θορύβου κατά R_1, M_2 και M_3 ότι συνεισφέρουν στο συνολικό αριθμό θορύβου.
F_R1=(4KT〖R_1 g_m2〗^2)/(KTR_s (g_m3+〖g_m2 R〗_1/R_s )^2 )=R_s/R_1 (3)
F_M2=(4KTγ/αg_m2)/(KTR_s 〖(g_m3+g_1m1 (Z_(L_R1) ‖r_o1 ) g_m2)〗^2) = γ/α 1/(g_m2 R_1) F_R1 (4)
F_M3=(4KTγ/α g_m3)/(KTR_s 〖(g_m3+g_m1 (Z_(L_R1) ‖r_o1 ) g_m2)〗^2 )=(4γ/α)/(〖g_m3 R〗_s 〗_s +R_s(g_m1) 〗^1 ) (2)
Έτσι, ο συνολικός αριθμός θορύβου μπορεί να προσεγγιστεί ως (6)
F_total=R_s/R_1 (1+γ/α 1/(g_m2 R_1 )) +(4 γ/α)/(〖g_m3 R〗_s 〖(1+R_s g_m1)〗^2 ) (6)
IV.ΑΠΟΤΕΛΕΣΜΑ ΠΡΟΣΟΜΟΙΩΣΗΣ
Το κύκλωμα προσομοιώθηκε με το λογισμικό Hspice της βιβλιοθήκης TSMC 0.18μm. Όλες οι προσομοιώσεις γίνονται λαμβάνοντας υπόψη τους ακροδέκτες εισόδου και εξόδου 50Ω. Στο Σχήμα 5(α) προσομοιώνεται η ισχύς απολαβής και η αντίστροφη απομόνωση του LNA. Η μέση ισχύς απολαβής είναι περίπου 14.5 dB με κυματισμό 0.7 dB στο εύρος συχνοτήτων. Η αντίστροφη απομόνωση είναι μικρότερη από -35dB. Το Σχ. 5(β) δείχνει την εικόνα θορύβου, την απομόνωση εισόδου και εξόδου. Το NF είναι μικρότερο από 2.9 dB, το S11 είναι μικρότερο από -14.8 db και το S22 είναι περίπου μικρότερο από -10 dB.
(Β)
Εικ. 5.(α) Προσομοιωμένη ισχύς απολαβής και αντίστροφη απομόνωση (β) Προσομοιωμένος αριθμός θορύβου, απομόνωση εισόδου και απομόνωση εξόδου
Το "Εικ.6" δείχνει το IIP3 του κυκλώματος σε σχέση με τη συχνότητα.
Εικ. 7. Μετρήθηκε IIP3 έναντι συχνότητας
Τα αποτελέσματα αυτής της εργασίας παρουσιάζονται στον «ΠΙΝΑΚΑΣ II» και συγκρίνονται με τα πρόσφατα δημοσιευμένα CMOS LNA.
ΠΙΝΑΚΑΣ 2 ΣΥΝΟΨΗ ΑΠΟΔΟΣΗΣ
VI. ΣΥΜΠΕΡΑΣΜΑ
Αυτή η εργασία παρουσιάζει έναν νέο σχεδιασμό μιας δομής UWB LNA που βασίζεται σε μια τυπική τεχνολογία RFCMOS. Η ικανοποιητική αντιστοίχιση εισόδου και η απόδοση του θορύβου επιτυγχάνονται αφού ληφθούν υπόψη οι αντισταθμίσεις μεταξύ της σύνθετης αντίστασης εισόδου της βαθμίδας κοινής πύλης και της. απόδοση θορύβου. Ο μετρούμενος θόρυβος είναι μικρότερος από 2.9 dB σε 3.1-10.6 GHz. Ένα επίπεδο κέρδος αξίζει να αναφερθεί σε όλα τα σχέδια LNA και το προσομοιωμένο κέρδος ισχύος είναι 14.5±0.7 dB.
Αναφορές
[1] Chih-Fan Liao και Shen-Iuan Liu, "A Broadband Noise-Canceling CMOS LNA for 3.1-10.6-GHz UWB Receivers" IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, ΤΟΜ. 42, ΑΡ. 2 ΦΕΒΡΟΥΑΡΙΟΥ 2007
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li και Jenn-Hwan Tarng, Ενισχυτής χαμηλού θορύβου παράλληλης ανατροφοδότησης για εφαρμογές UWB ΣΥΝΑΛΛΑΓΕΣ IEEE ΣΕ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΚΑΙ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ–II: EXPRESS V. 57, ΑΡ. 8, ΑΥΓΟΥΣΤΟΥ 2010
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung και Chia-Min Chen» An Inductor-Coupling
Αντηχητικός ενισχυτής χαμηλού θορύβου CMOS για σύστημα υπερευρείας ζώνης 3.1-10.6 GHz” ©2009 IEEE
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do και Zhenghao Lu” Μια νέα σχεδίαση ενισχυτή χαμηλού θορύβου CMOS για ασύρματους δέκτες υπερευρείας ζώνης 3.1 έως 10.6 GHz” IEEE TRANSACTIONS CIRCUITS AND SYSTEMS–I: Regular PAPERS, ΤΟΜ. 53, ΑΡ. 8, ΑΥΓΟΥΣΤΟΥ 2006
[5] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, Farshid Raissi ” Ένα γραμμικό ρεύμα επαναχρησιμοποιούμενου LNA για δέκτες UWB 1-10.6 GHz” IEICE Electronics Express, Vol.5, No.21,908-914
[6] S. Stroh, “Ultra-wideband: multimedia unplugged”, IEEE Spectrum, τομ. 40, αρ. 9, σελ. 23-27, Σεπτ. 2003.
[7] Vladimir Aparin και Lawrence E. Larson, Fellow, IEEE” Modified Derivative Superposition Method for Linearizing FET Low-Noise Amplifiers” IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, ΤΟΜ. 53, ΑΡ. 2 ΦΕΒΡΟΥΑΡΙΟΥ 2005
[8] A. Batra et al., “Multi-band OFDMphysical layer offer”, IEEE 802.15-03/267r5, Ιούλ. 2003.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo και Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao” The Design of Full-Band (3.1-10.6 GHZ) CMOS UWB Low Noise Amplifier with Thermal Noise Cancelling” Proceedings της Διάσκεψης Μικροκυμάτων Ασίας-Ειρηνικού 2006.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd και TH Lee, «Επέκταση εύρους ζώνης στο CMOS με βελτιστοποιημένους επαγωγείς στο chip», IEEE J. Solid-State Circuits, τόμ. 35, αρ. 3, σελ. 346-355, Μαρ. 2000.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung και Chia-Min Chen” Ένας ενισχυτής χαμηλού θορύβου CMOS με συντονισμό επαγωγικής σύζευξης για σύστημα υπερευρείας ζώνης 3.1-10.6 GHz”
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio” A LINEARIZATION TECHNIQUE FOR RF LOWNOISE AMPLIFIER”
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu και Hui Wu» Ένας ενισχυτής χαμηλού θορύβου με αντίσταση με ανάδραση εξαιρετικά ευρείας ζώνης με ακύρωση θορύβου
σε 0.18μm Digital CMOS” 978-1-4244-1856-5/08/$ 25.00 ©2008 IEEE
[14] J.-H. Lee, C.-C. Chen και Y.-S. Lin” 0.18 lm 3.1-10.6 GHz CMOS UWB LNA με απολαβή 11.4_0.4 dB και ομαδική καθυστέρηση 100.7_17.4 ps” ELECTRONICS LETTERS 22nd November 2007 Vol. 43 Νο. 24
[15] C.-P. Liang, C.-W. Huang, Υ.-Κ. Lin και S.-J. Chung” 3-10 GHz υπερευρυγώνιος ενισχυτής χαμηλού θορύβου με νέα τεχνική αντιστοίχισης” ELECTRONICS LETTERS 5th August 2010 Vol. 46 Νο. 16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang και Zhiping Yu, συνεργάτης, «A Wideband Inductorless LNA With Local Feedback and Noise Cancelling for Low-Power Low-Voltage Applications» ΣΥΝΑΛΛΑΓΕΣ IEEE ΣΕ ΚΥΚΛΩΜΑΤΑ ΚΑΙ ΣΥΣΤΗΜΑΤΑ–I: ΤΑΚΤΙΚΑ ΧΑΡΤΙΑ, 57, ΑΡ. 8, ΑΥΓΟΥΣΤΟΥ 2010
[17] TH Lee, The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits, 1st ed. Νέα Υόρκη: Cambridge Univ. Τύπος, 1998.
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio” A LINEARIZATION TECHNIQUE FOR RF LOWNOISE AMPLIFIER”ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari” A Noise-Canceling CMOS LNA Design for the Upper Band of UWB DS-CDMA Receivers” Circuits and Systems, 2009. ISCAS 2009. IEEE International Symposium on
[20] S. Galal και B. Razavi, «40 Gb/s ενισχυτής και κύκλωμα προστασίας ESD σε τεχνολογία 0.18 _mCMOS», στο IEEE ISSCC Dig. Τεχν. Papers, Φεβ. 2004, σσ. 480-481.