Internet Archive Book Images segítségével
Szélessávú LNA UWB vevőkhöz módosított derivált szuperpozíció módszerrel
I. BEVEZETÉS
A nagy sebességű vezeték nélküli kommunikációs rendszerek fejlesztése növekvő igényt vet fel a beépített olcsó, több GHz-es sávszélességű RF készülékekre, amelyek a legalacsonyabb energiafogyasztással és tápfeszültséggel működnek. Az ultraszélessávú (IEEE 802.15.3a) új technológiaként jelenik meg, amely képes nagy adatátviteli sebességre (akár 1 Gb / s) kis távolságra (10 m) alacsony fogyasztás mellett. Ez a technológia bizonyos alkalmazásokhoz, például vezeték nélküli személyi hálózatokhoz (WPAN) használ, környezetet teremt audio, video és egyéb nagy sávszélességű adatok továbbításához. Az UWB rendszerekhez kiosztott 3.1–10.6 GHz spektrum felhasználására javasolt megközelítés egyik ortogonális frekvenciaosztásos multiplexin OFDM modulációt alkalmaz 14 alsávval, attól függően, hogy melyik 528 MHz-es sávszélességet és gyors frekvenciaugrási sémát foglal el [ 1]. Az OFDM esetében az alhordozó f függvényei merőlegesek egymásra. Ez a módszer kiküszöböli az alcsatornák közötti keresztirányú beszélgetést, és ennek megfelelően a vivőközi védőcsíkok nem szükségesek. Bár a szabványt nem fejlesztették ki, az elülső szélessávú LNA-ra feltétlenül szükség van, függetlenül a vevő architektúrájától. Az erősítőnek több követelménynek meg kell felelnie, például az előválasztó szűrővel és az antennával való interfészhez, az erősítő bemeneti impedanciájának a kívánt UWB sáv felett 50-ig kell lennie. Fontos paraméterek azonban a széles sávszélességgel elegendő nyereség a keverő zajának felülmúlásához, alacsony zajszint a vevő érzékenységének javítása érdekében, alacsony energiafogyasztás az akkumulátor élettartamának növelése érdekében, kis szerszámfelület a költségek csökkentése érdekében, feltétel nélküli stabilitás és jó linearitás. Közvetlen kompromisszum van közöttük. Általában az egyik fejlesztésével a többiek tönkremennek.
II. Bemeneti szakasz
A közös kapu és a Cascode konfigurációk kétféle módszer, amelyeket általában használnak az LNA bemeneti szakaszának megtervezésére a CMOS áramkörökben, míg a Common-Gate és a Cascode struktúra széles sávú és keskeny sávú bemeneti illesztést biztosít. Ugyanakkor a közös kapu színpadán zajszint gyakorlatilag magas, mint a Cascode színpadnál, és a zajcsökkentő technikákat kell alkalmazni.
A bemeneti impedanciát azonban az elfogultság és a W / L arány határozza meg. Valójában ez a szerkezet figyelembe veszi a tranzisztor transzvezetésének bizonyos fokú szabadságát, és a megfelelő terhelés megválasztásával (az induktor és a kondenzátorok jó kombinációja, miközben figyelembe vesszük a parazita kapacitás és a test hatását) elérhető szélessávú bemenet-egyeztetést biztosít. Ennek a terhelésnek arányosnak kell lennie az r_ds1 értékkel. Mivel a gm megváltozik, a bemeneti impedancia és az egyező sávszélesség megközelítőleg megegyezik az eszköz f_T-jével.
A C_gs parazita tranzisztor kapacitása szerepeket játszik, amikor a működési frekvencia növekedni kezd. A keskeny sávú alkalmazásban a bemeneti szakaszban egy sönt induktor kerül hozzáadásra, hogy a C_gsto-val rezonáljon, hogy javítsák az impedancia illesztését a kívánt frekvencián. A legtöbb CMOS szűk sávú alkalmazásban azonban az induktív degenerációval rendelkező kaszkód-LNA előnyösebb, de a bemenettől a kimenetig történő izoláláshoz és a C_gd út kihagyásához a Common-Gate LNA jobb fordított izolációt és stabilitást hajt végre, mint a Common-Source LNA.
III. A KÖRNYEZETT KIVITELEZÉSE ÉS AZ ELEMZÉS
A javasolt széles sávú LNA-t az 1. ábra mutatja. Ez egy bemeneti szakaszból és egy közös forrás szakaszból áll. Az 1. táblázat a javasolt CMOS LNA tervezési értékeit mutatja. A chip nélküli torzítás-T biztosítja az M_3 kapu torzítását és az M_1 DC áram útját. Az L_4 soros induktor tovább rezonál az M_3 bemeneti kapu-forrás kapacitással, ami nagyobb sávszélességet és némi maradék csúcsot eredményez a frekvenciaválaszban [17]. Az M_2 parazita kapacitása
1. ábra: Javasolt szélessávú zajszűrő LNA
I. TÁBLÁZAT
A JAVASOLT CMOS LNA TERVEZÉSI ÉRTÉKEI
L_in 4nH (W / L) 3 135 / 0.18
L_0 0.5 nH (W / L) 4 37.5 / 0.18
L_1 4.5 nH (W / L) 5 45 / 0.18
L_2 2.5nH C_in, C_ (ki,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W / L) 1 18 / 0.18 R_3 40Ω
(W / L) 2 30 / 0.18
és M_3 elkészítik az LC létrák szerkezetét az L_0 induktorral. Az R_1 és R_2 egyenáramú terhelési ellenállások L_1 és L_2 csúcspont-induktorokkal vannak kombinálva, hogy hatékonyan meghosszabbítsák az áramkör sávszélességét [10]. Az L_2 soros csúcsérték-induktor az M_2 és M_3 lefolyásánál a C_d2 és C_d3 összes parazita kapacitással is rezonál. Mivel az R_3 terhelési ellenállás hozzá van adva, hogy csökkentse az L_3 Q tényezőjét a lapos nyereséghez. A parazita kapacitások minimalizálása és a frekvenciateljesítmény javítása érdekében a javasolt áramkör összes tranzisztorának figyelembe kell vennie a minimális 0.18 μm-es csatornahosszt. A közös forrásfokozat meghosszabbítja a sávszélességet, jobb elszigeteltséget biztosít és növeli a frekvenciaerősítést. Valójában a bemeneti fokozat és a közös forrás fokozza az alacsony frekvenciájú és a magas frekvenciájú teljesítménynövekedést. A két frekvenciaválasz kombinációja szélessávú teljesítménynövekedést eredményez. Az M5 tranzisztor elősegíti a közös forrás szakaszát a frekvenciaerősség növelésében és simításában. A 2. ábra mutatja az M5 hatását az S21 paraméterre.
2. ábra: Az M5 hatása az S21 paraméterre
A 3. ábrán az M1 mint bemeneti szakasz hatásait vizsgáljuk. A szimulált NF és S11 paramétert összehasonlítjuk azzal az esettel, amikor az M1 KI van kapcsolva. Az NF és az S11 között szoros a kompromisszum. Az M_1 bekapcsolásakor az NF növekszik, és az S21 paraméter ugyanolyan teljesítmény-eloszlás és hasonló sávszélesség mellett csökken, de éppen ellenkezőleg, elfogadható bemeneti illesztés érhető el. Különös figyelmet kell fordítani a Common-Gate szerkezet zajjellemzőire a bemeneti szakaszban, bár az M_1 tranzisztor széles sávot biztosít, ugyanakkor belső zajszintje magas.
3. ábra. Szimulált zajszám és bemeneti leválasztás az M1 be- és kikapcsolt állapotában.
A zajteljesítmény vizsgálatakor a MOS tranzisztor zajmodelljét alkalmazzuk a csatorna termikus zajával. Amint az a 4. ábrán látható, ha elhanyagolja a kaput és a villogó zajokat, és feltételezve, hogy tökéletesen illeszkedik az elemzéshez, akkor a csatorna termikus zajjának PSD-jét (i_ (n, d) ^ 2) as
(i_ (n, d) ^ 2) ̅ = 4KTγg_do ∆f = 4KT γ / α g_m ∆f (1)
Hol van a Boltzmann-állandó, van-e az abszolút hőmérséklet Kelvin-ben, γ a MOS tranzisztor csatorna hőzaj-együtthatója, az α a g_transzvezetés és a nulla elfogultságú lefolyási vezetőképesség aránya, és a sávszélesség, amely felett a zaj megjelenik ill.
A következő egyenletek leírják az R_1, M_1, M_2 és M_3 zajszintet, hogy hozzájárulnak az általános zajszámhoz [1]
4. ábra. A zaj sematikus elve
Ha a (2) feltételt meghatározzuk, akkor az M_1 zajt kihagyjuk [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
A következő egyenletek leírják az R_1, M_2 és M_3 zajszintet, amely hozzájárul az általános zajszámhoz.
F_R1 = (4KT 〖R_1 g_m2〗 ^ 2) / (KTR_s (g_m3 + 〖g_m2 R〗 _1 / R_s) ^ 2) = R_s / R_1 (3)
F_M2 = (4KTγ / αg_m2) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_1m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = γ / α 1 / (g_m2 R_1) F_R1 (4)
F_M3 = (4KTγ / α g_m3) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = (4γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1) 〗 ^ 2) (5)
Így a teljes zajszint becsülhető (6)
F_összeg = R_s / R_1 (1 + γ / α 1 / (g_m2 R_1)) + (4 γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1)〗 ^ 2) (6)
IV.SIMULÁCIÓS EREDMÉNY
Az áramkört 0.18 μm TSMC könyvtár Hspice szoftverrel szimuláltam. Az összes szimulációt 50Ω bemeneti és kimeneti terminálok figyelembevételével végezzük. Az 5. (a) ábrán a LNA erősítőképességét és fordított izolálását szimuláljuk. Az átlagos erősítőteljesítmény körülbelül 14.5 dB, 0.7 dB frekvencia hullámzással a frekvenciatartományban. A fordított izoláció kevesebb, mint -35dB. Az 5. (b) ábra a zajszámot, a bemeneti és a kimeneti szigetelést mutatja. Az NF kevesebb, mint 2.9 dB, S11 kevesebb, mint-14.8 db, és S22 körülbelül -10 dB.
(B)
5. ábra (a) Szimulált erősítési teljesítmény és fordított leválasztás (b) Szimulált zajszám, bemeneti és kimeneti elszigetelés
A „6. ábra” az áramkör IIP3-at mutatja a frekvencia függvényében.
7. ábra. Mért IIP3 a frekvenciával szemben
E munka eredményeit a „II. TÁBLÁZAT” mutatja be, és összehasonlítják a nemrégiben megjelent CMOS LNA-kkal.
2. TÁBLÁZAT TELJESÍTMÉNY ÖSSZEFOGLALÁSA
VI. KÖVETKEZTETÉS
Ez a cikk bemutatja az UWB LNA struktúrájának új mintáját, amely egy szabványos RFCMOS technológián alapul. A kielégítő bemeneti illesztést és a zajteljesítményt a közös kapu szakaszának bemeneti impedanciája és annak közötti kompromisszumok megállapítása után kapjuk meg. zajteljesítmény. A mért zajszám kevesebb, mint 2.9 dB 3.1-10.6 GHz-en. A lapos nyereséget érdemes megemlíteni az összes LNA-tervben, és a szimulált teljesítménynövekedés 14.5 ± 0.7 dB.
REFERENCIÁK
[1] Chih-Fan Liao és Shen-Iuan Liu, „A szélessávú zajcsökkentő CMOS LNA 3.1–10.6 GHz-es UWB vevőkészülékekhez”. 42, NO. 2., 2007. FEBRUÁR
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li és Jenn-Hwan Tarng, Parallel-RC Feedback Low-Noise Amplifier for UWB Applications IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS – II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 57. sz. 8. augusztus 2010
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung és Chia-Min Chen ”Induktor-tengelykapcsoló
Rezonált CMOS alacsony zajszintű erősítő 3.1–10.6 GHz-es ultraszélessávú rendszerhez
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do és Zhenghao Lu ”Újszerű CMOS alacsony zajszintű erősítő kialakítás 3.1-10.6 GHz-es ultraszéles sávú vezeték nélküli vevőkészülékekhez" IEEE TRANZAKCIÓK BE ÁRAMKÖRÖK ÉS RENDSZEREK – I: SZABÁLYOS PAPÍROK, VOL. 53. sz. 8. augusztus 2006
[5] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, Farshid Raissi ”Lineáris áramban újrafelhasználott LNA 1-10.6 GHz-es UWB vevők számára” IEICE Electronics Express, Vol.5, No.21,908-914
[6] S. Stroh, „Ultraszéles sáv: multimédia kihúzva”, IEEE Spectrum, vol. 40. sz. 9., 23–27., 2003. szeptember.
[7] Vladimir Aparin és Lawrence E. Larson, munkatárs, az IEEE módosított derivatív szuperpozíciós módszere a FET alacsony zajszintű erősítők linearizálásához. 53. sz. 2., 2005. FEBRUÁR
[8] A. Batra és mtsai., „Multi-band OFDM fizikai réteg javaslat”, IEEE 802.15-03 / 267r5, 2003. július.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo és Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao ”A teljes sávú (3.1-10.6 GHz) CMOS UWB alacsony zajszintű erősítő kialakítása hőzajcsökkentővel” eljárások az ázsiai-csendes-óceáni mikrohullámú konferencia 2006. évi konferenciája.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd és TH Lee, „Sávszélesség-kiterjesztés CMOS-ban optimalizált chip-induktorokkal”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 35. sz. 3, 346-355. O., 2000. március.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung és Chia-Min Chen „Induktor-összekapcsoló rezonált CMOS alacsony zajszintű erősítő 3.1–10.6 GHz-es ultraszélessávú rendszerhez”
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio „LINEARIZÁCIÓS TECHNIKA AZ RF LOWOISE ERŐSÍTŐHEZ”
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu és Hui Wu ”ultraszéles sávú, rezisztív visszacsatolású, alacsony zajszintű erősítő zajcsökkentéssel
0.18 μm digitális CMOS-ban ”978-1-4244-1856-5 / 08 / 25.00 USD © 2008 IEEE
[14] J.-H. Lee, C.-C. Chen és Y.-S. Lin ”0.18 lm 3.1–10.6 GHz CMOS UWB LNA 11.4_0.4 dB erősítéssel és 100.7_17.4 ps csoport késéssel” ELEKTRONIKAI LETTERS 22. november 2007., 43. évf. 24 XNUMX. sz
[15] C.-P. Liang, C.-W. Huang, Y.-K. Lin és S.-J. Chung ”3-10 GHz-es ultraszéles sávú, alacsony zajszintű erősítő új illesztési technikával” ELEKTRONIKAI LETTERS 5. augusztus 2010., 46. évf. 16 XNUMX. sz
[16] Hongrui Wang, Li Zhang és Zhiping Yu, munkatársak: „Széles sávú induktor nélküli LNA helyi visszacsatolással és zajszűréssel alacsony fogyasztású kisfeszültségű alkalmazásokhoz” IEEE-TRANZAKCIÓK ÁRAMKÖZÖKRE ÉS RENDSZEREKRE - I: SZABÁLYOS PAPÍROK, VOL. 57. sz. 8. augusztus 2010
[17] TH Lee, A CMOS rádiófrekvenciás integrált áramkörök tervezése, 1. kiadás. New York: Cambridge Univ. Press, 1998.
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio „LINEARIZÁCIÓS TECHNIKA AZ RF LOWOISE ERŐSÍTŐHEZ” ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari „Zajcsökkentő CMOS LNA tervezés az UWB DS-CDMA vevők felső sávjához” áramkörök és rendszerek, 2009. ISCAS 2009. IEEE Nemzetközi Szimpózium
[20] S. Galal és B. Razavi, „40 Gb / s erősítő és ESD védelmi áramkör 0.18 _mCMOS technológiában”, az IEEE ISSCC Dig. Tech. Papers, 2004. február, 480-481.