ինտերնետի արխիվային գրաֆիկի պատկերներով
Լայնաշերտ LNA, UWB ստացողների համար, օգտագործելով փոփոխված ածանցյալ սփռման մեթոդ
I. ՆԵՐԱԾՈՒԹՅՈՒՆ
Բարձր արագությամբ անլար կապի համակարգերի զարգացումը մեծացնում է պահանջները ինտեգրված էժան ՌԴ սարքերի վրա, բազմաԳՀց թողունակությամբ, որոնք աշխատում են ամենացածր էներգիայի սպառման և մատակարարման լարման դեպքում: Ուլտրալայնաշերտ (IEEE 802.15.3a) հանդես է գալիս որպես նոր տեխնոլոգիա, որն ընդունակ է տվյալների փոխանցման բարձր արագությամբ (մինչև 1 Գբ/վ) կարճ հեռավորությունների (10 մ) ցածր հզորությամբ: Այս տեխնոլոգիան օգտագործվում է որոշ ծրագրերի համար, ինչպիսիք են անլար անհատական տարածքային ցանցերը (WPAN), որոնք ապահովում են միջավայր աուդիո, վիդեո և այլ բարձր թողունակությամբ տվյալների փոխանցման համար: Մոտեցումներից մեկը, որն առաջարկվել է օգտագործել UWB համակարգերի համար հատկացված 3.1-10.6 ԳՀց սպեկտրը, օգտագործում է Orthogonal Frequency Division Multiplexin OFDM մոդուլյացիան 14 ենթատիրույթով, որը զբաղեցնում է 528-ՄՀց տիրույթի լայնությունը և արագ հաճախականության ցատկման սխեման [ 1]. OFDM-ում ենթակիր f-ի հաջորդականությունները ուղղահայաց են միմյանց: Այս մեթոդը վերացնում է ենթաալիքների միջև փոխադարձ զրույցը և, համապատասխանաբար, միջկրիչի պաշտպանիչ ժապավենները անհրաժեշտ չեն: Չնայած ստանդարտը չի կատարելագործվել, առջևի լայնաշերտ LNA-ն բացարձակապես անհրաժեշտ է անկախ ընդունիչի ճարտարապետությունից: Ուժեղացուցիչը պետք է համապատասխանի մի քանի պահանջների, օրինակ՝ նախապես ընտրված ֆիլտրի և ալեհավաքի հետ ինտերֆեյսի համար, ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունը պետք է մոտ լինի 50-ին ցանկալի UWB տիրույթում: Այնուամենայնիվ, բավականաչափ շահույթը լայն շերտի լայնությամբ՝ գերազանցելու խառնիչի աղմուկը, ցածր աղմուկի ցուցանիշը՝ ընդունիչի զգայունությունը բարելավելու համար, ցածր էներգիայի սպառումը մարտկոցի կյանքը մեծացնելու համար, փոքր չափի տարածքը ծախսերը նվազեցնելու համար, անվերապահ կայունությունը և լավ գծայինությունը կարևոր պարամետրեր են: Նրանց միջև սերտ փոխզիջում կա: Ընդհանրապես դրանցից մեկը բարելավելով, մյուսները փչանում են։
II. Ներածման փուլ
Common-gate-ի և Cascode-ի կոնֆիգուրացիան երկու տեսակի մեթոդներ են, որոնք սովորաբար օգտագործվում են CMOS սխեմաներում LNA-ի մուտքային փուլը նախագծելու համար, մինչդեռ Common-Gate և Cascode կառուցվածքը համապատասխանաբար ապահովում են լայնաշերտ և նեղ գոտի մուտքագրման համապատասխանություն: Այնուամենայնիվ, Common-gate փուլն ունի էապես բարձր աղմուկի ցուցանիշ՝ ընդդեմ Cascode փուլի, և պետք է օգտագործվեն աղմուկը չեղարկելու տեխնիկան:
Այնուամենայնիվ, մուտքային դիմադրությունը սահմանվում է կողմնակալության և W/L հարաբերակցությամբ: Իրականում այս կառույցը հաշվի է առնում տրանզիստորի հաղորդունակության ազատության աստիճանը, ինչպես նաև ընտրելով համապատասխան բեռ (ինդուկտորի և կոնդենսատորների լավ համադրություն՝ հաշվի առնելով մակաբուծական հզորության և մարմնի ազդեցությունը), ապահովում է հասանելի լայնաշերտ մուտքի համապատասխանություն: Այս բեռը պետք է համաչափ լինի r_ds1-ին: Քանի որ gm-ը փոխվում է, մուտքային դիմադրությունը և համապատասխան թողունակությունը մոտավորապես հավասար են սարքի f_T-ին:
Մակաբուծական տրանզիստորի հզորությունը C_gs սկսում է դեր խաղալ, երբ գործառնական հաճախականությունը սկսում է աճել: Նեղ ժապավենի կիրառման մեջ ներածման փուլում ավելացվում է շունտային ինդուկտոր, որպեսզի ռեզոնանսվի C_gsto-ի հետ, որպեսզի ուժեղացնի դիմադրողականության համապատասխանությունը ցանկալի հաճախականությամբ: Այնուամենայնիվ, CMOS-ի նեղ տիրույթի հավելվածների մեծ մասում նախընտրելի է կասկոդային LNA-ն ինդուկտիվ դեգեներացիայով, սակայն մուտքից դեպի ելք մեկուսացնելու և C_gd ուղին բաց թողնելու համար Common-Gate LNA-ն ավելի լավ հակադարձ մեկուսացում և կայունություն է իրականացնում՝ ընդդեմ Common-Source LNA-ի:
III. ՇՐՋԱՆԱՅԻՆ ԴԻԶԱՅՆ ԵՎ ՎԵՐԼՈՒԾՈՒՄ
Առաջարկվող լայնաշերտ LNA-ն ներկայացված է Նկար 1-ում: Այն բաղկացած է մուտքային փուլից և ընդհանուր աղբյուրի փուլից: Աղյուսակ 1-ում ներկայացված են առաջարկվող CMOS LNA-ի նախագծային արժեքները: Չիպից դուրս շեղում-T ապահովում է M_3-ի դարպասի կողմնակալությունը և M_1-ի DC հոսանքի ուղին: L_4 շարքի ինդուկտորը հետագայում ռեզոնանսվում է մուտքային դարպաս-աղբյուրի հզորության M_3-ի հետ, ինչը հանգեցնում է ավելի մեծ թողունակության և հաճախականության պատասխանի որոշ մնացորդային գագաթնակետին [17]: M_2-ի մակաբուծական հզորությունները
Նկ. 1. Առաջարկվող լայնաշերտ աղմուկը չեղարկող LNA
Աղյուսակ I
ԱՌԱՋԱՐԿՎԱԾ CMOS LNA-ի դիզայնի արժեքները
L_in 4nH (W/L)3 135/0.18
L_0 0.5nH (W/L)4 37.5/0.18
L_1 4.5nH (W/L)5 45/0.18
L_2 2.5nH C_in,C_(դուրս,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W/L)1 18/0.18 R_3 40Ω
(W/L)2 30/0.18
իսկ M_3-ը կազմում են LC սանդուղքի կառուցվածք L_0 ինդուկտորով: DC բեռնվածության դիմադրիչները R_1 և R_2 համակցված են համապատասխանաբար L_1 և L_2 շունտով բարձրացող ինդուկտորների հետ՝ արդյունավետորեն երկարացնելու շղթայի թողունակությունը [10]: Շարքի գագաթնակետային ինդուկտոր L_2 ռեզոնանսվում է նաև C_d2 և C_d3 պարազիտային ընդհանուր հզորությունների հետ M_2 և M_3-ի արտահոսքում: Քանի որ բեռնվածքի դիմադրությունը՝ R_3, ավելացվում է L_3-ի Q գործակիցը հարթ շահույթի համար նվազեցնելու համար: Առաջարկվող շղթայի բոլոր տրանզիստորների համար դիտարկվում է 0.18 մկմ ալիքի նվազագույն երկարությունը՝ մակաբուծական հզորությունները նվազագույնի հասցնելու և հաճախականությունը բարելավելու համար: Ընդհանուր աղբյուրի փուլը ընդլայնում է թողունակությունը, ապահովում է ավելի լավ մեկուսացում և մեծացնում հաճախականությունը: Իրականում մուտքային փուլը և ընդհանուր աղբյուրի փուլը համապատասխանաբար ապահովում են ցածր հաճախականության և բարձր հաճախականության էներգիայի ստացում: Երկու հաճախականության արձագանքների համադրությունը հանգեցնում է լայնաշերտ էներգիայի ավելացման: Տրանզիստոր M5-ը նաև օգնում է ընդհանուր աղբյուրի փուլին՝ ավելացնելու և հարթեցնելու հաճախականությունը: Նկար 2-ը ցույց է տալիս M5-ի ազդեցությունը S21 պարամետրի վրա:
Նկար 2 M5-ի ազդեցությունը S21 պարամետրի վրա
Նկար 3-ում ուսումնասիրված են M1-ի ազդեցությունները որպես մուտքային փուլ: Մոդելավորված NF և S11 պարամետրը համեմատվում է այն դեպքի հետ, երբ M1-ն անջատված է: NF-ի և S11-ի միջև սերտ փոխզիջում կա: Երբ M_1-ը միացված է, NF-ն ավելանում է, իսկ S21 պարամետրը նվազում է նույն էներգիայի սպառմամբ և նույն թողունակությամբ, սակայն, ընդհակառակը, կստացվի ընդունելի մուտքային համապատասխանություն: Լրացուցիչ կենտրոնացում պետք է տրվի Common-Gate կառուցվածքի աղմուկի բնութագրիչներին մուտքային փուլում, թեև տրանզիստոր M_1 ապահովում է լայնաշերտ համընկնումը, այն ունի էապես բարձր աղմուկի ցուցանիշ:
Նկ. 3. Մոդելացված աղմուկի ցուցանիշ և մուտքային մեկուսացում M1-ը միացված և անջատված վիճակում:
Աղմուկի կատարումը ուսումնասիրելու համար օգտագործվում է MOS տրանզիստորի աղմուկի մոդելը ալիքի ջերմային աղմուկով: Ինչպես ցույց է տրված Նկար 4-ում, անտեսելով դարպասի և թարթման ձայները և ենթադրելով կատարյալ համընկնում այս վերլուծության մեջ, ալիքի ջերմային աղմուկի PSD (i_(n,d)^2) ̅ տրված է որպես.
(i_(n,d)^2) ̅=4KTγg_do ∆f=4KT γ/α g_m ∆f (1)
Որտե՞ղ է Բոլցմանի հաստատունը, բացարձակ ջերմաստիճանն է Կելվինում, γ-ը MOS տրանզիստորի ալիքի ջերմային աղմուկի գործակիցն է, α-ն սահմանվում է որպես հաղորդունակության հարաբերակցություն g_man և զրոյական շեղումների արտահոսքի հաղորդունակությունը g_ds և այն թողունակությունն է, որի վրա աղմուկի ցուցանիշն է: չափվում է համապատասխանաբար:
Հետևյալ հավասարումները նկարագրում են աղմուկի ցուցանիշը R_1, M_1, M_2 և M_3-ով, որոնք նպաստում են ընդհանուր աղմուկի ցուցանիշին [1]
Նկար 4. Աղմուկի սխեմայի սկզբունքը
Եթե (2) պայմանը հաստատված է, M_1-ի աղմուկը բաց է թողնվում [1]:
g_m2 R_1=g_m3 R_s (2)
Հետևյալ հավասարումները նկարագրում են աղմուկի ցուցանիշը R_1, M_2 և M_3-ով, որոնք նպաստում են ընդհանուր աղմուկի ցուցանիշին:
F_R1=(4KT〖R_1g_m2〗^2)/(KTR_s (g_m3+〖g_m2 R〗_1/R_s)^2)=R_s/R_1 (3)
F_M2=(4KTγ/αg_m2)/(KTR_s 〖(g_m3+g_1m1 (Z_(L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗^2) = γ/α 1/(g_m2 R_1) F_R1 (4)
F_M3=(4KTγ/α g_m3)/(KTR_s 〖(g_m3+g_m1 (Z_(L_R1) ‖r_o1 ) g_m2)〗^2)=(4γ/α)/(〖g_m3 R〗_s 〖R1 〗^1 ) (2)
Այսպիսով, ընդհանուր աղմուկի ցուցանիշը կարող է մոտավոր լինել (6)
F_total=R_s/R_1 (1+γ/α 1/(g_m2 R_1)) +(4 γ/α)/(〖g_m3 R〗_s 〖(1+R_s g_m1)〗^2) (6)
IV. ՍԻՄՈՒԼԱՑՄԱՆ ԱՐԴՅՈՒՆՔԸ
Շղթան մոդելավորվել է 0.18 մկմ TSMC գրադարանի Hspice ծրագրաշարով: Բոլոր սիմուլյացիաները կատարվում են՝ հաշվի առնելով 50Ω մուտքային և ելքային տերմինալները: Նկ.5(ա)-ում նմանակված են ձեռքբերման հզորությունը և LNA-ի հակադարձ մեկուսացումը: Միջին շահույթի հզորությունը մոտավորապես 14.5 դԲ է, հաճախականության տիրույթում 0.7 դԲ ալիքով: Հակադարձ մեկուսացումը -35 դԲ-ից պակաս է: Նկար 5(բ) ցույց է տալիս աղմուկի ցուցանիշը, մուտքային և ելքային մեկուսացումը: NF-ը 2.9 դԲ-ից պակաս է, S11-ը -14.8 դբ-ից փոքր է, իսկ S22-ը մոտավորապես -10 դԲ-ից պակաս է:
(B)
Նկար 5.(ա) Մոդելացված հզորության և հակադարձ մեկուսացում (բ) Մոդելացված աղմուկի ցուցանիշ, մուտքային մեկուսացում և ելքային մեկուսացում
«Նկար.6»-ը ցույց է տալիս շղթայի IIP3-ն ընդդեմ հաճախականության:
Նկ. 7. Չափված IIP3 հաճախականության համեմատ
Այս աշխատանքի արդյունքները ներկայացված են «ԱՂՅՈՒՍԱԿ II»-ում և համեմատվում են վերջերս հրապարակված CMOS LNA-ների հետ:
Աղյուսակ 2 ԿԱՏԱՐՄԱՆ ԱՄՓՈՓՈՒՄ
VI. ԵԶՐԱԿԱՑՈՒԹՅՈՒՆ
Այս հոդվածը ներկայացնում է UWB LNA կառուցվածքի նոր դիզայն՝ հիմնված ստանդարտ RFCMOS տեխնոլոգիայի վրա: Ներածման բավարար համընկնումը և աղմուկի կատարումը ձեռք են բերվում ընդհանուր դարպասի և դրա մուտքային դիմադրության միջև փոխզիջումներից հետո: աղմուկի կատարումը. Չափված աղմուկի ցուցանիշը 2.9 դԲ-ից պակաս է 3.1-10.6 ԳՀց հաճախականությամբ: Ամբողջ LNA-ի նախագծում հարկ է նշել հարթ շահույթը, և սիմուլյացված հզորության հզորությունը 14.5±0.7 դԲ է:
Հիշատակում
[1] Chih-Fan Liao, and Shen-Iuan Liu, «A Broadband Noise-Canceling CMOS LNA for 3.1-10.6-GHz UWB Receivers» IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 42, NO. 2, ՓԵՏՐՎԱՐԻ 2007 Թ
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li և Jenn-Hwan Tarng ,Զուգահեռ-RC Հետադարձ ցածր աղմուկի ուժեղացուցիչ UWB հավելվածների համար IEEE ԳՈՐԾԱՐՔՆԵՐ ՍՇՂԱՆՆԵՐԻ ԵՎ ՀԱՄԱԿԱՐԳԵՐԻ ՎԵՐԱԲԵՐՅԱԼ. II. ԷՔՍՊՐԵՍ հակիրճ, 57, NO. 8, ՕԳՈՍՏՈՍԻ 2010 Թ
[3] Չժե-Յանգ Հուանգ, Չե-Չենգ Հուանգ, Չուն-Չիեհ Չեն, Չուն-Չի Հուն և Չիա-Մին Չեն» ինդուկտոր-կապակցում
Resonated CMOS Ցածր աղմուկի ուժեղացուցիչ 3.1-10.6 ԳՀց գերլայնաշերտ համակարգի համար» ©2009 IEEE
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do, and Zhenghao Lu» Նոր CMOS Ցածր աղմուկի ուժեղացուցիչի դիզայն 3.1-ից 10.6 ԳՀց գերլայնաշերտ անլար ընդունիչների համար» IEEE TRANSACTIONS ՇՐՋԱՆՆԵՐ ԵՎ ՀԱՄԱԿԱՐԳԵՐ – I. ԿԱՆՈՆԱԿԱՆ ԹԵՐԹԵՐ, ՀԱՏ. 53, NO. 8, ՕԳՈՍՏՈՍԻ 2006 Թ
[5] Ալի Միրվաքիլի, Մոհամմադ Յավարի, Ֆարշիդ Ռաիսսի «Գծային հոսանք-վերօգտագործված LNA 1-10.6 ԳՀց UWB ընդունիչների համար» IEICE Electronics Express, Vol.5, No.21,908-914
[6] S. Stroh, «Ultra-wideband. multimedia unplugged», IEEE Spectrum, vol. 40, թիվ 9, էջ 23-27, սեպտ. 2003 թ.
[7] Vladimir Aparin and Lawrence E. Larson, Fellow, IEEE” Modified Derivative Superposition Method for Linearizing FET Low-Noise Amplifiers” IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 2, ՓԵՏՐՎԱՐԻ 2005 Թ
[8] Ա. Բաթրա և այլք, «Բազմաշերտ OFDM ֆիզիկական շերտի առաջարկ», IEEE 802.15-03/267r5, հուլ. 2003 թ.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo և Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao» The Design of Full-band (3.1-10.6GHZ) CMOS UWB Ցածր աղմուկի ուժեղացուցիչ ջերմային աղմուկի չեղարկումով» աշխատություն: Ասիա-Խաղաղօվկիանոսյան միկրոալիքային կոնֆերանս 2006 թ.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd և TH Lee, «Bandwidth extension in CMOS with optimized on-chip inductors», IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 35, թիվ 3, էջ 346-355, Մարտ 2000 թ.
[11] Չժե-Յանգ Հուանգ, Չե-Չեն Հուանգ, Չուն-Չիեհ Չեն, Չուն-Չի Հուն և Չիա-Մին Չեն» ինդուկտոր-կապակցման ռեզոնացված CMOS ցածր աղմուկի ուժեղացուցիչ 3.1-10.6 ԳՀց գերլայնաշերտ համակարգի համար»
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio» A LINEARIZATION TECHNIQUE FOR RF LOWNISE AMPLIFIER»
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu և Hui Wu» գերլայնաշերտ դիմադրողական հետադարձ կապով ցածր աղմուկի ուժեղացուցիչ՝ աղմուկի չեղարկումով
0.18 մկմ թվային CMOS-ում» 978-1-4244-1856-5/08/$ 25.00 ©2008 IEEE
[14] Ջ.-Հ. Լի, C.-C. Չենը և Յ.-Ս. Lin” 0.18 lm 3.1-10.6 GHz CMOS UWB LNA 11.4_0.4 dB gain and 100.7_17.4 ps group delay» ELECTRONICS LETTERS 22nd November 2007 Vol. 43 թիվ 24
[15] C.-P. Liang, C.-W. Հուանգ, Յ.-Կ. Լին և Ս.-Ջ. Chung» 3-10 ԳՀց գերլայնաշերտ ցածր աղմուկի ուժեղացուցիչ՝ համապատասխանեցման նոր տեխնիկայով» ELECTRONICS LETTERS 5th August 2010 Vol. 46 թիվ 16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang և Zhiping Yu, գործընկեր, «Լայնաշերտ առանց ինդուկտորային LNA՝ տեղական արձագանքով և աղմուկի չեղարկումով ցածր էներգիայի ցածր լարման հավելվածների համար» IEEE ԳՈՐԾԱՐՔՆԵՐ ՍՇՂԱՆՆԵՐԻ ԵՎ ՀԱՄԱԿԱՐԳԵՐԻ ՎԵՐԱԲԵՐՅԱԼ. 57, NO. 8, ՕԳՈՍՏՈՍԻ 2010 Թ
[17] TH Lee, The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits, 1st ed. Նյու Յորք: Քեմբրիջի համալսարան. Մամուլ, 1998։
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio” A LINEARIZATION TECHNIQUE FOR RF LOWNOISE AMPLIFIER”ISCAS 2004 թ.
[19] Ալի Միրվաքիլի, Մոհամմադ Յավարի» A Noise-Canceling CMOS LNA Design for the UWB DS-CDMA Receivers» Circuits and Systems, 2009. ISCAS 2009. IEEE International Symposium on
[20] Ս. Գալալ և Բ. Ռազավի, «40 Գբ/վ ուժեղացուցիչ և ESD պաշտպանության միացում 0.18 _mCMOS տեխնոլոգիայով», IEEE ISSCC Dig. տեխ. Թուղթեր, փետր. 2004, էջ 480-481: