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Una banda larga LNA per UWB ricevitori basati Modificato derivativo Metodo Sovrapposizione
I. INTRODUZIONE
Sviluppo dei sistemi di comunicazione senza fili ad alta velocità mette crescente richiesta per dispositivi RF economici integrati con larghezza di banda multi-GHz operanti al minor consumo di corrente e tensione di alimentazione. Ultra-wideband (IEEE 802.15.3a) appare come una nuova tecnologia in grado di velocità di trasferimento dati (fino a 1 Gb / s) entro brevi distanze (10 m) a bassa potenza. Questa tecnologia utilizza per alcune applicazioni come ad esempio le reti personali senza fili (WPAN), che fornisce un ambiente per la trasmissione di audio, video e altri dati ad alta larghezza di banda. Uno dei approccio che sono state proposte per utilizzare lo spettro di 3.1-10.6-GHz assegnato per sistemi UWB, usa Orthogonal Frequency Division Multiplexin modulazione OFDM con sottobande 14 a seconda di quale occupa una larghezza di banda 528-MHz e uno schema di frequency hopping veloce [ 1]. In OFDM, i f requencies sottoportante sono perpendicolari fra loro. Questo metodo elimina la diafonia tra i canali secondari e di conseguenza bande di guardia tra vettori non sono necessari. Benché lo standard non è stato perfezionato, un front-end a larga banda LNA è assolutamente necessario indipendentemente dall'architettura ricevitore. L'amplificatore deve soddisfare diversi requisiti, ad esempio, di interfacciarsi con il filtro di preselezione e l'antenna, l'impedenza di ingresso dell'amplificatore dovrebbe essere vicino al 50 sulla banda UWB desiderata. Tuttavia guadagno sufficiente con una larghezza di banda larga per sovrastano il rumore di un mixer, figura di basso rumore per migliorare la sensibilità del ricevitore, basso consumo energetico per aumentare la durata della batteria, piccola area stampo per ridurre il costo, stabilità incondizionata e buona linearità sono parametri importanti. C'è una stretta compromesso tra loro. Generalmente migliorando uno di essi, gli altri sono rovinati.
II. stadio di ingresso
Common-gate e configurazioni cascode sono due tipi di metodi generalmente utilizzati per progettare lo stadio di ingresso del LNA in circuiti CMOS, mentre il-Gate comune e Cascode struttura fornisce una larga banda e l'input a banda stretta corrispondenza rispettivamente. Tuttavia fase Common-gate ha una figura intrinsecamente elevato rumore contro palco Cascode e le tecniche di cancellazione del rumore devono essere utilizzati.
Tuttavia l'impedenza di ingresso è impostata dal bias e dal rapporto W / L. Infatti questa struttura considera un grado di libertà per la transconduttanza del transistor e anche scegliendo un carico appropriato (una buona combinazione di induttore e condensatori considerando l'effetto della capacità parassita e del corpo), fornisce un abbinamento di ingresso a banda larga disponibile. Questo carico deve essere proporzionale a r_ds1. Poiché gm cambia, l'impedenza di ingresso e la larghezza di banda corrispondente sono approssimativamente uguali a f_T del dispositivo.
Il transistor capacità parassita C_gs inizia a suonare ruoli quando la frequenza di funzionamento inizia a salire. Nell'applicazione a banda stretta, un induttore shunt viene aggiunto nello stadio di ingresso a risuonare con C_gsto migliorare adattamento di impedenza alla frequenza desiderata. Tuttavia nella maggior parte delle applicazioni a banda stretta CMOS, cascode LNA degenerazione induttiva è preferibile, ma per isolare dall'ingresso all'uscita e omettendo del percorso C_gd, Comune-Gate LNA esegue migliore isolamento inversa e stabilità rispetto a source comune LNA.
III. CIRCUITO progettazione e analisi
La larga banda LNA proposto è mostrato in Fig. 1. È costituita da uno stadio di ingresso ed uno stadio fonte comune. Tabella 1 mostra i valori di progetto della proposta CMOS LNA. Un off-chip polarizzazione-T fornisce il bias cancello del M_3 e l'attuale percorso continua di M_1. La serie induttore L_4 risuona ulteriormente con l'ingresso gateway capacitanza fonte di M_3, con un conseguente maggiore larghezza di banda e alcuni picco residuo sulla risposta in frequenza [17]. Le capacità parassite di M_2
Figura. 1. Proposto LNA a cancellazione di rumore a banda larga
TABELLA I
Valori di progetto della LNA CMOS PROPOSTA
L_in 4nH (W / L) 3 135 / 0.18
L_0 0.5nH (W / L) 4 37.5 / 0.18
L_1 4.5nH (W / L) 5 45 / 0.18
L_2 2.5nH C_in, C_ (fuori,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W / L) 1 18 / 0.18 R_3 40Ω
(W / L) 2 30 / 0.18
e M_3 fanno una struttura scala LC con induttore L_0. Il resistenze di carico R_1 DC e R_2 sono combinati con un picco di derivazione induttori L_1 e L_2, rispettivamente, di estendere la larghezza di banda del circuito in modo efficace [10]. L'induttore L_2 serie di picco risuonano anche con totale capacità parassite C_d2 e C_d3 presso lo scarico di M_2 e M_3. Poiché la resistenza di carico, R_3, viene aggiunto per ridurre il fattore Q di L_3 un guadagno piatto. La lunghezza minima di canale di 0.18μm viene considerato per tutti i transistori del circuito proposto per minimizzare capacità parassite e migliorare le prestazioni in frequenza. La fase fonte comune si estende la larghezza di banda, fornisce un migliore isolamento e aumenta il guadagno di frequenza. Infatti lo stadio di ingresso ed il supporto stadio generatore comune guadagno di potenza di bassa frequenza e la potenza ad alta frequenza di guadagno, rispettivamente. La combinazione delle due risposte in frequenza portare ad un guadagno di potenza a banda larga. Transistor M5 aiuta anche palcoscenico fonte comune per aumentare e il guadagno in frequenza regolare. Figura. 2 mostra l'effetto della M5 sul parametro S21.
Figura. 2 L'effetto della M5 sul parametro S21
In Fig. 3 gli effetti di M1 come stadio di ingresso sono indagati. Il parametro simulato NF e S11 viene confrontato con il caso con M1 è spento. C'è una stretta compromesso tra NF e S11. Quando M_1 è acceso, il NF è aumentata e parametro S21 diminuisce con la stessa potenza dissipata e una larghezza di banda simile, ma al contrario sarà ottenuta una corrispondenza dell'ingresso accettabile. concentrazione supplementare dovrebbe essere data alle caratteristiche del rumore della struttura Comune-Gate in fase di ingresso, anche se transistore M_1 fornisce un abbinamento a banda larga, ha una figura intrinsecamente elevato rumore.
Figura. 3. Simulato figura di rumore e l'isolamento di ingresso con M1 attivati ON e OFF.
Per studiare le prestazioni di rumore, si utilizza il modello di rumore transistore MOS con il rumore termico di canale. Come mostrato nella Fig.4, trascurando i rumori del cancello e flicker e assumendo una partita perfetta in questa analisi, il PSD del rumore termico di canale (i_ (n, d) ^ 2) ̅ è dato come
(I_ (n, d) ^ 2) ̅ = 4KTγg_do Af = 4KT γ / α g_m Af (1)
Dove è la costante di Boltzmann, è la temperatura assoluta in Kelvin, γ è il coefficiente del rumore termico del canale del transistor MOS, α è definito come il rapporto tra la transconduttanza g_mand la conduttanza di drain a polarizzazione zero g_ds ed è la larghezza di banda su cui la figura di rumore viene misurata rispettivamente.
Le seguenti equazioni descrivono la figura di rumore da R_1, M_1, M_2 e M_3 che contribuiscono alla cifra di rumore complessiva [1]
Figura. 4. Principio dello schema rumore
Se viene stabilita la condizione (2) viene omesso il rumore di M_1 [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
Le seguenti equazioni descrivono la figura di rumore da R_1, M_2 e M_3 che contribuiscono al dato complessivo di rumore.
F_R1 = (4KT 〖R_1 g_m2〗 ^ 2) / (KTR_s (g_m3 + 〖g_m2 R〗 _1 / R_s) ^ 2) = R_s / R_1 (3)
F_M2 = (4KTγ / αg_m2) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_1m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = γ / α 1 / (g_m2 R_1) F_R1 (4)
F_M3 = (4KTγ / α g_m3) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = (4γ / α) / (〖g_m3 R〗 〖_s (1 + R_s g_m1) 〗 ^ 2) (5)
Così, la cifra totale di rumore può essere approssimata come (6)
F_total = R_s / R_1 (1 + γ / α 1 / (g_m2 R_1)) + (4 γ / α) / (〖g_m3 R〗 〖_s (1 + R_s g_m1)〗 ^ 2) (6)
IV.SIMULATION RISULTATO
Il circuito è stato simulato con biblioteca 0.18μm TSMC software Hspice. Tutte le simulazioni sono fatta considerando i terminali di ingresso e di uscita 50Ω. In Fig.5 (a) acquisire potere e invertire l'isolamento della LNA sono simulate. La potenza media di guadagno è di circa 14.5 dB con 0.7 dB ondulazione sopra la gamma di frequenza. L'isolamento inverso è inferiore a -35dB. Fig.5 (b) mostra l'isolamento figura di rumore, ingresso e uscita. La NF è inferiore a 2.9 dB, S11 è inferiore a-14.8db e S22 è di circa meno di -10dB.
(B)
Figura. 5. (A) il potere di guadagno simulato e isolamento reverse (b) l'isolamento figura simulato di rumore, l'isolamento e l'uscita di ingresso
La “Fig.6” mostra l'IIP3 del circuito in funzione della frequenza.
Figura. 7. Misurato IIP3 rispetto alla frequenza
I risultati di questo lavoro sono mostrati nella "TABELLA II" e vengono confrontati con gli LNA CMOS recentemente pubblicati.
TABELLA 2 SINTESI
VI. CONCLUSIONE
Questo documento presenta un nuovo design di una struttura UWB LNA basata su una tecnologia standard RFCMOS. Soddisfacente corrispondenza dell'ingresso e prestazioni di rumore si ottengono dopo riguardante i compromessi tra l'impedenza di ingresso dello stadio comuni-gate e la sua. prestazioni di rumore. La figura di rumore misurato è inferiore a 2.9 dB sopra 3.1-10.6-GHz. Un guadagno piatto vale la pena menzionare in tutta la progettazione LNA e il guadagno di potenza simulata è 14.5 ± 0.7 dB.
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