ინტერნეტ არქივი წიგნის სურათები
Broadband LNA for UWB მიმღებები გამოყენებით მოდიფიცირებული დერივაციული Superposition მეთოდი
ᲨᲔᲡᲐᲕᲐᲚᲘ
მაღალსიჩქარიანი უკაბელო საკომუნიკაციო სისტემების შემუშავება ზრდის მოთხოვნით ინტეგრირებული დაბალი ფასიანი RF მოწყობილობებით მრავალ გიგაჰერცილიან სიჩქარესთან, რომლებიც მუშაობენ ყველაზე დაბალი ენერგომოხმარებისა და მიწოდების ძაბვაში. ულტრა ფართო ქსელი (IEEE 802.15.3a), როგორც ჩანს, როგორც ახალი ტექნოლოგია, რომელსაც შეუძლია მონაცემთა გადაცემის მაღალი განაკვეთები (მდე 1 გბ / წმ) მცირე დისტანციებზე (10 მ) დაბალი ენერგიის დროს. ეს ტექნოლოგია იყენებს ზოგიერთ აპლიკაციას, როგორიცაა უსადენო პირადი ტერიტორიის ქსელები (WPANs), რომელიც უზრუნველყოფს აუდიოს, ვიდეოს და სხვა გამტარუნარიანობის სხვა მონაცემების გადაცემას. ერთ-ერთი მიდგომა, რომელიც შემოთავაზებულია UWB სისტემებისთვის გამოყოფილი 3.1-10.6-GHz სპექტრის გამოყენებისთვის, იყენებს ორთოგონალური სიხშირის განყოფილების მულტიპლექსინ OFDM მოდულაციას 14 ქვე-ზოლებით, რომელიც იკავებს 528-MHz ჯგუფის სიგანეს და სწრაფი სიხშირე-ჰოპინგ სქემა [ 1]. OFDM– ში, საჰაერო ხომალდის f მოთხოვნები ერთმანეთის მიმართ პერპენდიკულურია. ეს მეთოდი გამორიცხავს ქვე-არხებს შორის ჯვარედინი ლაპარაკს და შესაბამისად, ტრანს-საჰაერო დამცავი ზოლები არ არის აუცილებელი. მიუხედავად იმისა, რომ სტანდარტი არ არის გაუმჯობესებული, ფრონტის ფართო ქსელი LNA აბსოლუტურად აუცილებელია მიმღების არქიტექტურის მიუხედავად. გამაძლიერებელი უნდა აკმაყოფილებდეს რამდენიმე მოთხოვნას, მაგალითად, პრესელექტორულ ფილტერთან და ანტენის ინტერფეისით, გამაძლიერებელი შეყვანის წინაღობა უნდა იყოს 50- სთან ახლოს UWB ჯგუფთან შედარებით. ამასთან, საკმარისი სიღრმე ფართო სიგანის სიგანე მიქსერის ხმაურის გასაფართოებლად, დაბალი ხმაურის ფიგურის მისაღებად მიმღების მგრძნობელობის გასაუმჯობესებლად, დაბალი ენერგიის მოხმარებით ბატარეის გაზრდისთვის, მცირე ზომის კვამლის ზონის შემცირებაში, უპირობო სტაბილურობასა და კარგ ხაზთან არის მნიშვნელოვანი პარამეტრები. მათ შორის ახლო ურთიერთობა არსებობს. საერთოდ, ერთი მათგანის გაუმჯობესებით, სხვები დანგრეულია.
II. შეყვანის ეტაპი
Common-gate და Cascode- ის კონფიგურაცია არის ორი მეთოდი, რომელიც ჩვეულებრივ გამოიყენება LNA– ს შეყვანის ეტაპზე CMOS– ის სქემებში შესასვლელად, ხოლო Common-Gate და Cascode– ის სტრუქტურა უზრუნველყოფს ფართო და ვიწრო ზოლების შესატყვის შესაბამისობას. ამასთან, საერთო კარიბჭის სტადიას აქვს მაღალი ხმაურის ფიგურა კასკოდის ეტაპზე და უნდა იქნას გამოყენებული ხმაურის გაუქმების ტექნიკა.
ამასთან შეყვანის წინაღობა განისაზღვრება კომპენსაციის და W / L თანაფარდობით. სინამდვილეში, ეს სტრუქტურა ითვალისწინებს ტრანზისტორის ტრანსკონდუქციურობის თავისუფლების ხარისხს და ასევე შესაბამისი დატვირთვის არჩევით (ინდუქტორისა და კონდენსატორების კარგი კომბინაცია პარაზიტული სიმძლავრისა და სხეულის ეფექტის გათვალისწინებით), უზრუნველყოფს ინტერნეტის შესასრულებლად. ეს დატვირთვა უნდა იყოს r_ds1 პროპორციული. მას შემდეგ, რაც gm ცვლის, შეყვანის წინაღობა და შესაბამისი გამტარობა უდრის მოწყობილობის f_T- ს.
პარაზიტული ტრანზისტორი სიმძლავრის C_gs როლების თამაშს იწყებს, როდესაც ოპერაციული სიხშირე იწყებს ზრდას. ვიწრო ჯგუფის განაცხადში შეყვანის ინდუქტორს ემატება შეყვანის ეტაპზე, რათა რეზონანსი გაუწიოს C_gsto– ს, რათა გააძლიეროს წინაღობის წინაღობა სასურველი სიხშირით. ამასთან, CMOS ვიწრო ბენდის უმეტეს აპლიკაციაში, კასკოდური LNA ინდუქციური დეგენერაციით სასურველია, მაგრამ შესასვლელიდან იზოლირებისთვის და C_gd ბილიკის გამოტოვებისთვის, Common-Gate LNA ასრულებს უკეთეს საპირისპირო იზოლაციას და სტაბილურობას საყოველთაო წყარო LNA– სგან.
III. ცირკულაციის დიზაინი და ანალიზი
ფართო მასშტაბის შემოთავაზებული LNA ნაჩვენებია ნახ. 1. იგი შედის შეყვანის ეტაპზე და საერთო წყაროს ეტაპზე. ცხრილი 1 აჩვენებს შემოთავაზებული CMOS LNA დიზაინის მნიშვნელობებს. Off-chip მიკერძოება-T უზრუნველყოფს კარიბჭის მიკერძოებას M_3 და DC მიმდინარე ბილიკს M_1. სერიის ინდუქტორი L_4 შემდგომში რეზონანსს იღებს M_3– ის შეყვანის კარიბჭით – გამტარუნარიანობით, რის შედეგადაც უფრო დიდი სიჩქარეს შეადგენენ და ნარჩენი მწვავე სიხშირეზე რეაგირებს [17]. M_2- ის პარაზიტული შესაძლებლობები
ნახ. 1. შემოთავაზებულია ფართოზოლოვანი ხმაურის გაუქმების LNA
ცხრილი I
შემოთავაზებული CMOS LNA დიზაინის ღირებულებები
L_in 4nH (W / L) 3 135 / 0.18
L_0 0.5nH (W / L) 4 37.5 / 0.18
L_1 4.5nH (W / L) 5 45 / 0.18
L_2 2.5nH C_in, C_ (გარეთ,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(W / L) 1 18 / 0.18 R_3 40Ω
(W / L) 2 30 / 0.18
და M_3 ქმნიან LC ასლის სტრუქტურას ინდუქტორთან L_0. DC დატვირთვის რეზისტორები R_1 და R_2 კომბინირებულია shunt peaking ინდუქტორებთან L_1 და L_2 შესაბამისად, რათა გაზარდოს სიჩქარის სიჩქარე ეფექტურად [10]. სერიის მწვერვალის ინდუქტორი L_2 ასევე რეზონანსდება მთლიანი პარაზიტული შესაძლებლობების C_d2 და C_d3 გასწვრივ M_2 და M_3 გადინების დროს. მას შემდეგ, რაც დატვირთვის რეზისტორს, R_3, დამატებულია, რომ შემცირდეს Q_ ფაქტორი L_3 ბრტყელი სარგებელისთვის. 0.18μm- ის მინიმალური არხის სიგრძე განიხილება შემოთავაზებულ წრეში ყველა ტრანზისტორი, რათა შემცირდეს პარაზიტული შესაძლებლობები და გააუმჯობესოს სიხშირის შესრულება. საერთო წყაროს სტადია ვრცელდება სიჩქარეს, უზრუნველყოფს უკეთეს იზოლაციას და ზრდის სიხშირის მომატებას. ფაქტობრივად, შეყვანის ეტაპი და საერთო წყაროს სტადია ხელს უწყობს დაბალი სიხშირის დენის მოპოვებას და მაღალი სიხშირის დენის მოპოვებას, შესაბამისად. ორივე სიხშირეზე რეაგირების ერთობლიობამ განაპირობა ფართოზოლოვანი ენერგიის მომატება. ტრანზისტორი M5 ასევე ეხმარება საერთო წყაროს სტადიას სიხშირის მომატებაში და გლუვში. ნახ. 2 გვიჩვენებს M5– ის გავლენას S21 პარამეტრზე.
2 გავლენა M5- ზე S21 პარამეტრზე
ნახაზში 3– ით იკვლევა M1– ის მოქმედება, როგორც შეყვანის ეტაპზე. იმიტირებული NF და S11 პარამეტრი შედარებით M1 შემთხვევაში გამორთულია. ახლო ურთიერთობაა NF და S11 შორის. როდესაც M_1 ჩართულია, NF გაიზარდა და S21 პარამეტრი მცირდება იგივე დენის დაშლით და მსგავსი გამტარობით, მაგრამ პირიქით, მიიღება მისაღები შესატყვისი შესატყვისი. დამატებითი კონცენტრაცია უნდა მიენიჭოს შეყვანის ეტაპზე Common-Gate სტრუქტურის ხმაურის მახასიათებლებს, მიუხედავად იმისა, რომ ტრანზისტორი M_1 უზრუნველყოფს ფართო ზოლის შესატყვისს, მას აქვს შინაგანად მაღალი ხმაურის ფიგურა.
ნახ. 3. ხმაურის ფიგურის სიმულაცია და შეყვანის იზოლაცია M1- ით ჩართულია და გამორთულია.
ხმაურის შესრულების შესამოწმებლად, MOS ტრანზისტორი ხმაურის მოდელი გამოიყენება არხის თერმული ხმაურით. როგორც ნაჩვენებია Fig.4– ში, კარიბჭისა და ციმციმის ხმაურის უგულებელყოფა და ამ ანალიზში შესანიშნავი მატჩის გათვალისწინებით, არხის თერმული ხმაურის PSD (i_ (n, d) ^ 2) given მოცემულია როგორც
(i_ (n, d) ^ 2) = 4KTγg_do f = 4KT γ / α g_m ∆f (1)
სად არის ბოლცმანის მუდმივა, არის აბსოლუტური ტემპერატურა კელვინში, γ არის MOS ტრანზისტორის კოეფიციენტი არხის თერმული ხმაურის, α განისაზღვრება როგორც transconductance g_ თანაფარდობა ნულოვანი მიკერძოებული გადინების გამტარობის g_ds და არის გამტარობა, რომელზეც ხმაურის ფიგურაა იზომება შესაბამისად.
შემდეგი განტოლებები აღწერს ხმაურის ფიგურას R_1, M_1, M_2 და M_3 მიერ, რომ ისინი ხელს უწყობენ ხმაურის მთლიან ფიგურას [1]
ნახ. 4. ხმაურის სქემატური პრინციპი
თუ პირობა (2) დადგენილია, M_1- ის ხმაური გამოტოვებულია [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
შემდეგი განტოლებები აღწერს ხმაურის ფიგურას R_1, M_2 და M_3 მიერ, რომ ისინი ხელს უწყობენ ხმაურის მთლიან ფიგურას.
F_R1 = (4KT 〖R_1 g_m2〗 ^ 2) / (KTR_s (g_m3 + 〖g_m2 R〗 _1 / R_s) ^ 2) = R_s / R_1 (XNUM)
F_M2 = (4KTγ / αg_m2) / (KTR_s (g_m3 + g_1m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) ‖r_o2) g_m2) / ^ 1) = x / XXXXXX = x)
F_M3 = (4KTγ / α g_m3) / (KTR_s (g_m3 + g_m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) gr_o2) g_m2)〗 ^ 4) ((XNUMUMX〖X /) = (XNUMUMX〖X /) ^ 3) (1)
ამრიგად, ხმაურის მთლიანი ფიგურა შეიძლება მიახლოებით იქნას (6)
F_total = R_s / R_1 (1 + γ / α 1 / (g_m2 R_1)) + + (4 γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s (1 + R_s g_m1)〗 ^ XUMX)
IV.SIMULATION შედეგი
მიკროსქემის სიმულაცია განხორციელდა 0.18μm TSMC ბიბლიოთეკის Hspice პროგრამით. ყველა სიმულაცია ხდება 50Ω შეყვანის და გამომავალი ტერმინალების გათვალისწინებით. ნახ. 5 (a) სიმძლავრის მოპოვება და LNA- ს უკუ იზოლაცია სიმულაციურია. საშუალო მოგების სიმძლავრე დაახლოებით 14.5 dBა, ხოლო 0.7 dB– ით მეტი სიხშირის დიაპაზონში. საპირისპირო იზოლაცია -35dB- ზე ნაკლებია. Fig.5 (b) გვიჩვენებს ხმაურის ფიგურა, შეყვანის და გამოსვლის იზოლაცია. NF ნაკლებია ვიდრე 2.9 dB, S11 ნაკლებია-14.8db და S22 დაახლოებით ნაკლებია -10dB.
(ბ)
ნახ. 5. (ა) სიმძლავრის სიმულაცია და შებრუნებული იზოლაცია (ბ) ხმაურის სიმულაცია, შეყვანის იზოლაცია და გამოსასვლელი იზოლაცია
"ნახ .6" გვიჩვენებს მიკროსქემის IIP3 სიხშირესთან შედარებით.
ნახ. 7. იზომება IIP3 წინააღმდეგ სიხშირე
ამ სამუშაოს შედეგები ნაჩვენებია „TABLE II“ - ში და შედარებულია ახლახან გამოქვეყნებულ CMOS LNA- ებთან.
ცხრილი 2 შესრულების შეჯამება
VI. დასკვნა
ეს სტატია წარმოადგენს UWB LNA სტრუქტურის ახალ დიზაინს, რომელიც დაფუძნებულია სტანდარტულ RFCMOS ტექნოლოგიაზე. შეყვანის დამაკმაყოფილებელი შესაბამისობა და ხმაურის შესრულება მოპოვებულია მას შემდეგ, რაც ხდება საერთო კარიბჭის ეტაპზე შესასვლელ წინაღობასა და მის შორის ურთიერთკავშირს შორის. ხმაურის შესრულება. გაზომილი ხმაურის ფიგურა ნაკლებია ვიდრე 2.9 dB ვიდრე 3.1-10.6-GHz. ბრტყელი მოგება უნდა აღინიშნოს LNA- ს ყველა დიზაინში და სიმულაციის სიმძლავრის მომატებაა 14.5 0.7 dB.
ლიტერატურა
[1] Chih-Fan Liao და Shen-Iuan Liu, ”Broadband Noise-Cancely CMOS LNA for 3.1-10.6-GHz UWB Receivers” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 42, არა 2, 2007 წლის თებერვალი
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li, and Jenn-Hwan Tarng, Parallel-RC Feedback Low-Noise Amplifier for UWB Applications IEEE TRANSACTIONS CIRCUITS AND SYSTEMS – II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 57, არა. 8, 2010 წლის აგვისტო
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung და Chia-Min Chen ”ინდუქტორის დაწყვილება
რეზონანსებული CMOS დაბალი ხმაურის გამაძლიერებელი 3.1-10.6GHz ულტრაიზოლიანი სისტემისთვის ”© 2009 IEEE
[4] იანგ ლუ, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do და Zhenghao Lu ”A Novel CMOS დაბალი ხმაურის გამაძლიერებელი დიზაინი 3.1-დან 10.6-გიგაჰერციანი ულტრაიერი დიაპაზონის უკაბელო მიმღებისთვის” IEEE გარიგებები წრეები და სისტემები – I: რეგულარული ფურცლები, ტ. 53, არა 8 წლის 2006 აგვისტო
[5] ალი მირვაკილი, მოჰამედ ივარი, ფარშიდ რაისი ”ხაზოვანი დენის გამოყენებული LNA 1-10.6 გჰც UWB მიმღებისთვის” IEICE Electronics Express, Vol.5, No.21,908-914
[6] S. Stroh, ”Ultra-wideband: multimedia unplugged”, IEEE Spectrum, ტ. 40, არა. 9, გვ. 23-27, 2003 წლის სექტემბერი.
[7] ვლადიმერ აპარინი და ლოურენს ე. ლარსონი, IEEE- ს სტიპენდიანტი ”შეცვლილი წარმოებული სუპერპოზიციის მეთოდი FET დაბალი ხმაურიანი გამაძლიერებლების ხაზოვანი გაცემისათვის” 53, არა 2, 2005 წლის თებერვალი
[8] A. Batra et al., ”OFDM- ის ფიზიკური ფენის მრავალფენიანი წინადადება”, IEEE 802.15-03 / 267r5, 2003 წლის ივლისი.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo და Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao ”Full-Band (3.1-10.6GHZ) CMOS UWB დაბალი ხმაურის გამაძლიერებლის დიზაინი თერმული ხმაურის გაუქმებით” 2006 წლის აზია – წყნარი ოკეანის მიკროტალღური კონფერენცია.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd და TH Lee, ”გამტარუნარიანობის გაფართოება CMOS– ში ოპტიმიზირებული ჩიპური ინდუქტორებით”, IEEE J. Solid-State Circuits, ტ. 35, არა. 3, გვ. 346-355, 2000 მარტი.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung და Chia-Min Chen ”ინდუქტორ-დაწყვილებით რეზონანსული CMOS დაბალი ხმაურის გამაძლიერებელი 3.1-10.6GHz ულტრაიანი ზოლის სისტემისთვის”
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio ”LINEARIZATION TECHNIQUE RF LOWNOISE AMPLIFIER”
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu და Hui Wu ”ულტრაფართოიანი რეზისტენტული უკუკავშირის დაბალი ხმაურის გამაძლიერებელი ხმაურის გაუქმებით
0.18μm ციფრული CMOS- ში ”978-1-4244-1856-5 / 08 / $ 25.00 © 2008 IEEE
[14] ჯ.-ჰ. ლი, C.-C. ჩენი და Y.-S. Lin ”0.18 lm 3.1-10.6 GHz CMOS UWB LNA 11.4_0.4 dB მომატება და 100.7_17.4 ps ჯგუფური შეფერხება” ELECTRONICS LETTERS 22nd November 2007 Vol. 43 No 24
[15] C.-P. ლიანგი, ც. ჰუანგი, ი.კ. ლინი და ს.-ჯ. Chung ”3-10 გიგაჰერციანი ულტრაიფონიანი დაბალი ხმაურის გამაძლიერებელი ახალი შესატყვისი ტექნიკით. 5 No2010
[16] ჰონგრუი ვანგი, ლი ჟანგი და ზიპინგ იუ, თანამშრომელი, ”ფართო დიაპაზონის ინდუქტორული LNA, ადგილობრივი უკუკავშირისა და დაბალი სიმძლავრის დაბალი ძაბვის პროგრამებისთვის ხმაურის გაუქმება” IEEE ტრანსაქციები წრეებზე და სისტემებზე – I: REGULAR PAPERS, VOL. 57, არა. 8, 2010 წლის აგვისტო
[17] TH Lee, CMOS რადიოხშირული ინტეგრირებული სქემების დიზაინი, 1st რედაქტირება. ნიუ – იორკი: კემბრიჯის უნივერსი. პრესა, 1998.
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio ”LINEARIZATION TECHNIQUE RF LOWNOISE AMPLIFIER” ISCAS 2004
[19] ალი მირვაკილი, მოჰამედ იავარი ”ხმაურის გაუქმების CMOS LNA დიზაინი UWB DS-CDMA მიმღების ზედა ჯგუფისთვის” სქემები და სისტემები, 2009. ISCAS 2009. IEEE საერთაშორისო სიმპოზიუმი
[20] S. Galal and B. Razavi, “40 Gb / s გამაძლიერებელი და ESD დაცვის სქემა 0.18 _mCMOS ტექნოლოგიაში”, IEEE ISSCC Dig. ტექნიკური. ნაშრომები, 2004 წლის თებერვალი, გვ. 480-481.