av Internet Archive Bestill Images
En bredbånd LNA for UWB-mottakere ved bruk av modifiserte Derivative Superposisjon Method
INTRODUKSJON
Utvikling av høyhastighets trådløse kommunikasjonssystemer gir økende forespørsel om integrerte RF-enheter med lav GHz-båndbredde som opererer med lavest strømforbruk og forsyningsspenning. Ultrabredbånd (IEEE 802.15.3a) fremstår som en ny teknologi som er i stand til å overføre høye dataoverføringshastigheter (opptil 1 Gb / s) innen korte avstander (10 m) ved lav effekt. Denne teknologien bruker for noen applikasjoner, for eksempel trådløse personlige nettverk (WPAN), og gir et miljø for overføring av lyd, video og andre data med høy båndbredde. En av tilnærmingene som er foreslått å bruke spekteret av 3.1-10.6-GHz tildelt for UWB-systemer, bruker Orthogonal Frequency Division Multiplexin OFDM-modulasjon med 14-underbånd, avhengig av hvilken som opptar 528-MHz-båndbredde og et raskt frekvenshoppingsskjema [ 1]. I OFDM er sub-carrier f-behov vinkelrett på hverandre. Denne metoden eliminerer tverrsnakkingen mellom underkanalene, og følgelig er det ikke nødvendig med innbyrdes beskyttelsesbånd. Selv om standarden ikke er perfeksjonert, er en bredbånd LNA helt nødvendig uavhengig av mottakerarkitekturen. Forsterkeren må oppfylle flere krav, for eksempel for å grensesnitt mot det forhåndsvalgte filteret og antennen, skal forsterkerens inngangsimpedans være nær 50 over ønsket UWB-bånd. Imidlertid er tilstrekkelig forsterkning med stor båndbredde for å overoppheve støyen fra en mikser, lavt støynivå for å forbedre mottakerens følsomhet, lavt strømforbruk for å øke batteriets levetid, lite dyseområde for å redusere kostnadene, ubetinget stabilitet og god linearitet er viktige parametere. Det er en tett avveining mellom dem. Generelt ved å forbedre en av dem, blir de andre ødelagt.
II. Inngangsfase
Common-gate- og Cascode-konfigurasjoner er to typer metoder som vanligvis brukes til å utforme inngangstrinnet til LNA i CMOS-kretsløp, mens Common-Gate- og Cascode-strukturen gir henholdsvis et bredbånds- og smalbånd-samsvar. Imidlertid har Common-gate-scenen et iboende høyt støytall i forhold til Cascode-trinn, og støydempende teknikker må brukes.
Inngangsimpedansen er imidlertid satt av skjevhet og W / L-forhold. Faktisk vurderer denne strukturen en grad av frihet for transkonduktans av transistor, og også ved å velge en passende belastning (en god kombinasjon av induktor og kondensatorer mens man vurderer effekten av parasittisk kapasitans og kropp), gir en tilgjengelig bredbåndsinngangstilpasning. Denne belastningen må være proporsjonal med r_ds1. Siden gm endres, er inngangsimpedansen og den samsvarende båndbredden omtrent lik enhetens f_T.
Den parasittiske transistorkapasitansen C_gs begynner å spille roller når driftsfrekvensen begynner å stige. I smalbåndsapplikasjonen blir en shuntinduktor lagt til i inngangstrinnet for å resonere med C_gsto for å forbedre impedansmatchingen ved ønsket frekvens. Imidlertid er i de fleste CMOS-smalbåndsapplikasjoner kaskode LNA med induktiv degenerasjon å foretrekke, men for å isolere fra inngangen til utgangen og utelate C_gd-banen, utfører Common-Gate LNA bedre omvendt isolasjon og stabilitet i forhold til Common-Source LNA.
III. KRETSDESIGN OG ANALYSE
Det foreslåtte bredbånd LNA er vist på fig. 1. Det består av et innspillstrinn og et felles kildetrinn. Tabell 1 viser designverdiene til den foreslåtte CMOS LNA. En off-chip-forspenning-T gir portforspenningen til M_3 og likestrømstrømmen til M_1. Serien induktoren L_4 gir videre resonans med inngangsportkildekapasitansen til M_3, noe som resulterer i en større båndbredde og noe gjenværende topp på frekvensresponsen [17]. De parasittiske kapasitansene til M_2
Fig. 1. Foreslått bredbånd støydempende LNA
TABELL I
DESIGNVERDIER FOR FORSLAGET CMOS LNA
L_in 4nH (W / L) 3 135 / 0.18
L_0 0.5nH (W / L) 4 37.5 / 0.18
L_1 4.5nH (W / L) 5 45 / 0.18
L_2 2.5nH C_in, C_ (out,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(V / L) 1 18 / 0.18 R_3 40Ω
(V / L) 2 30 / 0.18
og M_3 lager en LC-stigestruktur med induktor L_0. DC-belastningsmotstandene R_1 og R_2 er kombinert med shunttoppende induktorer L_1 og L_2 for å utvide kretsbåndbredden effektivt [10]. Serien som toppet induktoren L_2, resonerer også med de totale parasittiske kapasitansene C_d2 og C_d3 ved avløpet til M_2 og M_3. Siden lastmotstanden, R_3, legges til for å redusere Q-faktoren til L_3 for flat forsterkning. Minste kanallengde på 0.18μm vurderes for alle transistorer i den foreslåtte kretsen for å minimere parasittiske kapasitanser og forbedre frekvensytelsen. Det vanlige kildetrinnet utvider båndbredden, gir bedre isolasjon og øker frekvensforsterkningen. Faktisk støtter inngangstrinnet og det vanlige kildetrinn henholdsvis lavfrekvenseffektforsterkning og høyfrekvenseffektforsterkning. Kombinasjonen av begge frekvensresponsene fører til en bredbåndseffektgevinst. Transistor M5 hjelper også vanlig kildetrinn til å øke og jevn frekvensøkning. Fig. 2 viser effekten av M5 på S21-parameteren.
Fig. 2 Effekten av M5 på S21-parameteren
I fig. 3 undersøkes effekten av M1 som inngangstrinn. Den simulerte NF- og S11-parameteren sammenlignes med saken med M1 er slått AV. Det er en tett avveining mellom NF og S11. Når M_1 er slått på, økes NF og S21-parameter reduseres med samme effektdispenasjon og en lignende båndbredde, men tvert imot vil en akseptabel inngangsmatching oppnås. Ekstra konsentrasjon bør gis til støyegenskapene til Common-Gate-strukturen i inngangstrinnet, selv om transistor M_1 gir et bredbåndsmatching, har den et iboende høyt støytall.
Fig. 3. Simulert støyfigur og inngangsisolasjon med M1 slått PÅ og AV.
For å undersøke støyytelsen brukes MOS transistorstøymodell med kanalens termiske støy. Som vist i fig. 4, ved å neglisjere porten og flimmerlyden og anta et perfekt samsvar i denne analysen, er PSD for kanalens termiske støy (i_ (n, d) ^ 2) given gitt som
(i_ (n, d) ^ 2) ̅ = 4KTγg_do ∆f = 4KT γ / α g_m ∆f (1)
Hvor er Boltzmann-konstanten, er den absolutte temperaturen i Kelvin, γ er MOS-transistorens koeffisient for termisk støy, α er definert som forholdet mellom transkonduktansen g_mand null-bias avløpskonduktans g_ds og er båndbredden som støytallet over blir målt henholdsvis.
Følgende ligninger beskriver støytallet av R_1, M_1, M_2 og M_3 at de bidrar til det totale støytallet [1]
Fig. 4. Prinsipp for støyskjematisk
Hvis tilstanden (2) er opprettet, blir støyen til M_1 utelatt [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
Følgende ligninger beskriver støytallet av R_1, M_2 og M_3 som de bidrar til det totale støytallet.
F_R1 = (4KT 〖R_1 g_m2〗 ^ 2) / (KTR_s (g_m3 + 〖g_m2 R〗 _1 / R_s) ^ 2) = R_s / R_1 (3)
F_M2 = (4KTγ / αg_m2) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_1m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) X NUM
F_M3 = (4KTγ / α g_m3) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗 ^ 2) = (4 x 〗 ^ 3) (1)
Dermed kan det totale støytallet tilnærmes som (6)
F_total = R_s / R_1 (1 + γ / α 1 / (g_m2 R_1)) + (4 γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1)〗 X
IV.SIMULASJONSRESULTAT
Kretsen ble simulert med 0.18μm TSMC bibliotek Hspice programvare. Alle simuleringer blir gjort med tanke på 50Ω inngangs- og utgangsterminaler. I fig. 5 (a) simuleres forsterkningskraft og omvendt isolasjon av LNA. Gjennomsnittlig forsterkningseffekt er omtrent 14.5 dB med 0.7 dB krusning over frekvensområdet. Den omvendte isolasjonen er mindre enn -35dB. Fig. 5 (b) viser støytallet, inngangs- og utgangsisolasjonen. NF er mindre enn 2.9 dB, S11 er mindre enn-14.8db og S22 er omtrent mindre enn -10dB.
(B)
Fig. 5. (A) Simulert forsterkningskraft og omvendt isolasjon (b) Simulert støyfigur, inngangsisolasjon og utgangsisolasjon
“Fig.6” viser IIP3 for kretsen versus frekvens.
Fig. 7. Målt IIP3 kontra frekvens
Resultatene av dette arbeidet er vist i “TABELL II” og sammenlignes med nylig publiserte CMOS LNAer.
Tabell 2 PRESTASJONS Sammendrag
VI. KONKLUSJON
Denne artikkelen presenterer en ny design av en UWB LNA-struktur basert på en standard RFCMOS-teknologi. Tilfredsstillende innmatingsmatching og støyytelse oppnås etter å ha betraktet avveiningene mellom inngangsimpedansen til fellesportrinnet og dens. støyytelse. Det målte støytallet er mindre enn 2.9 dB over 3.1-10.6-GHz. En flat forsterkning er verdt å nevne i all LNA-design, og den simulerte effektforsterkningen er 14.5 ± 0.7 dB.
REFERANSER
[1] Chih-Fan Liao og Shen-Iuan Liu, ”A Broadband Noise Cancelling CMOS LNA for 3.1-10.6-GHz UWB Receivers” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE Circuit, VOL. 42, NEI. 2, FEBRUAR 2007
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li og Jenn-Hwan Tarng, Parallel-RC Feedback Low-Noise Amplifier for UWB Applications IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS – II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 57, NO. 8. AUGUST 2010
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung og Chia-Min Chen ”En induktorkobling
Resonated CMOS Low Noise Amplifier for 3.1-10.6GHz Ultra-Wideband System ”© 2009 IEEE
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do og Zhenghao Lu ”En ny CMOS-forsterker med lav støy for 3.1 til 10.6 GHz trådløse mottakere med bredbånd” IEEE-TRANSAKSJONER PÅ KRETSER OG SYSTEMER – I: REGELMESSIGE PAPIRER, BOL. 53, NEI. 8. AUGUST 2006
[5] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, Farshid Raissi ”En lineær strøm-gjenbrukt LNA for 1-10.6 GHz UWB-mottakere” IEICE Electronics Express, Vol.5, No.21,908-914
[6] S. Stroh, “Ultra-wideband: multimedia unplugged,” IEEE Spectrum, vol. 40, nei. 9, s. 23-27, september 2003.
[7] Vladimir Aparin og Lawrence E. Larson, stipendiat, IEEE ”Modified Derivative Superposition Method for Linearizing FET Low-Noise Amplifiers” IEEE TRANSAKSJONER PÅ MIKROBØLGETEORI OG TEKNIKER, VOL. 53, NEI. 2, FEBRUAR 2005
[8] A. Batra et al., "Multi-band OFDM fysisk lagforslag," IEEE 802.15-03 / 267r5, jul. 2003.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo og Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao ”Design of Full-Band (3.1-10.6GHZ) CMOS UWB Low Noise Amplifier with Thermal Noise Cancelling” Proceedings av Mikrobølgeovnkonferansen i Asia-Stillehavet 2006.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd og TH Lee, "Bandwidth extension in CMOS with optimized on-chip inductors," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 35, nei 3, s. 346-355, mars 2000.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung og Chia-Min Chen ”En induktorkobling resonansert CMOS-forsterker med lav støy for 3.1-10.6 GHz ultrabredbåndssystem”
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio ”EN LINEARISERINGSTEKNIKK FOR RF LOWNOISE FORSTERKER”
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu og Hui Wu ”En ultrabredbåndsresistiv tilbakemelding med lav støyforsterker med støyreduksjon
i 0.18 μm Digital CMOS ”978-1-4244-1856-5 / 08 / $ 25.00 © 2008 IEEE
[14] J.-H. Lee, C.-C. Chen og Y.-S. Lin ”0.18 lm 3.1-10.6 GHz CMOS UWB LNA med 11.4_0.4 dB forsterkning og 100.7_17.4 ps gruppeforsinkelse” ELEKTRONIKBREV 22. november 2007 Vol. 43 nr. 24
[15] C.-P. Liang, C.-W. Huang, Y.-K. Lin og S.-J. Chung ”3-10 GHz ultrabredstøysforsterker med ny matchende teknikk” ELEKTRONIKBREV 5. august 2010 Vol. 46 nr. 16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang og Zhiping Yu, stipendiat, “En bredbåndsinduktfri LNA med lokal tilbakemelding og støyreduksjon for lavspente lavspenningsapplikasjoner” IEEE-TRANSAKSJONER PÅ KRETSER OG SYSTEMER – I: VANLIGE PAPIRER, VOL. 57, NO. 8. AUGUST 2010
[17] TH Lee, The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits, 1st utg. New York: Cambridge Univ. Trykk, 1998.
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio ”A LINEARIZATION TECHNIQUE FOR RF LOWNOISE AMPLIFIER” ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari ”A Noise Cancelling CMOS LNA Design for the Upper Band of UWB DS-CDMA Receivers” Circuits and Systems, 2009. ISCAS 2009. IEEE International Symposium on
[20] S. Galal og B. Razavi, “40 Gb / s forsterker og ESD-beskyttelseskrets i 0.18 _mCMOS-teknologi,” i IEEE ISSCC Dig. Teknisk. Papers, februar 2004, s. 480-481.