s slikami iz knjige internetnega arhiva
Širokopasovna LNA za sprejemnike UWB z uporabo modificirane metode izvedbe superpozicije
I. UVOD
Razvoj hitrih brezžičnih komunikacijskih sistemov postavlja vse večje zahteve za integrirane nizkocenovne RF naprave s pasovno širino več GHz, ki delujejo pri najnižji porabi energije in napajalni napetosti. Ultra-širokopasovni (IEEE 802.15.3a) se pojavlja kot nova tehnologija, ki omogoča visoke hitrosti prenosa podatkov (do 1 Gb/s) na kratke razdalje (10 m) pri nizki porabi energije. Ta tehnologija se uporablja za nekatere aplikacije, kot so brezžična osebna omrežja (WPAN), ki zagotavljajo okolje za prenos avdio, video in drugih podatkov z visoko pasovno širino. Eden od pristopov, ki je bil predlagan za uporabo spektra 3.1-10.6 GHz, dodeljenega sistemom UWB, uporablja ortogonalno frekvenčno razdelitev Multiplexin OFDM modulacijo s 14 podpasovi, kar zavzame 528-MHz pasovno širino in shemo hitrega skakanja frekvenc [ 1]. V OFDM so f-zahteve podnosilcev pravokotne med seboj. Ta metoda odpravlja navzkrižni pogovor med podkanali, zato varovalni pasovi med nosilci niso potrebni. Čeprav standard ni izpopolnjen, je širokopasovna LNA vmesnika nujno potrebna ne glede na arhitekturo sprejemnika. Ojačevalnik mora izpolnjevati več zahtev, na primer za vmesnik s prednastavljenim filtrom in anteno mora biti vhodna impedanca ojačevalnika blizu 50 v želenem pasu UWB. Vendar so pomembni parametri zadostni dobiček s široko pasovno širino za previsoko mešanje mešalnika, nizka raven hrupa za izboljšanje občutljivosti sprejemnika, nizka poraba energije za podaljšanje življenjske dobe baterije, majhna površina matrice za zmanjšanje stroškov, brezpogojna stabilnost in dobra linearnost. Med njima je tesna kompromisnost. Na splošno z izboljšanjem enega od njih se drugi uničijo.
II. Vhodna stopnja
Konfiguracije skupnih vrat in kodne kode sta dve vrsti metod, ki se običajno uporabljajo za oblikovanje vhodne stopnje LNA v vezjih CMOS, medtem ko struktura skupnih vrat in kodna koda zagotavljata ujemanje širokopasovnega in ozkopasovnega vhoda. Vendar ima stopnja Common-gate značilno visoko stopnjo hrupa v primerjavi s stopnjo Cascode, zato je treba uporabiti tehnike odpravljanja hrupa.
Vendar je vhodna impedanca nastavljena z razmerjem pristranskosti & W/L. Dejansko ta struktura upošteva stopnjo svobode pri transprevodnosti tranzistorja in tudi z izbiro ustrezne obremenitve (dobra kombinacija induktorja in kondenzatorjev ob upoštevanju učinka parazitske kapacitivnosti in telesa) zagotavlja razpoložljivo širokopasovno ujemanje vhodov. Ta obremenitev mora biti sorazmerna z r_ds1. Ker se gm spreminja, sta vhodna impedanca in ustrezna pasovna širina približno enaki f_T naprave.
Kapaciteta parazitskega tranzistorja C_gs začne igrati vlogo, ko se delovna frekvenca začne povečevati. V ozkopasovni aplikaciji je v vhodni fazi dodan shunt induktor, ki resonira s C_g, da se poveča ujemanje impedance pri želeni frekvenci. Vendar pa je v večini ozkopasovnih aplikacij CMOS prednostna cascode LNA z induktivno degeneracijo, vendar za izolacijo od vhoda do izhoda in opustitev poti C_gd LNA Common-Gate opravi boljšo povratno izolacijo in stabilnost v primerjavi z LNA Common-Source.
III. OBLIKOVANJE IN ANALIZA VEZI
Predlagana širokopasovna LNA je prikazana na sliki 1. Sestavljena je iz vhodne stopnje in skupne stopnje vira. Tabela 1 prikazuje projektne vrednosti predlagane CMOS LNA. Pristranskost brez čipa-T zagotavlja pristranskost vrat M_3 in DC tokovno pot M_1. Serijski induktor L_4 nadalje resonira z vhodno kapaciteto vira vrat M_3, kar ima za posledico večjo pasovno širino in nekaj preostale vršne vrednosti na frekvenčnem odzivu [17]. Parazitske kapacitete M_2
Slika 1. Predlagana širokopasovna LNA za odpravljanje hrupa
TABELA I
OBLIKOVALNE VREDNOSTI PREDLAGANEGA CMOS LNA
L_in 4nH (Š/D) 3 135/0.18
L_0 0.5 nH (Š/D) 4 37.5/0.18
L_1 4.5 nH (Š/D) 5 45/0.18
L_2 2.5 nH C_in, C_ (ven,) C_3 2PF
L_3 0.9 nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2 nH R_1 290 Ω
L_5 0.8 nH R_2 135 Ω
(Š/D) 1 18/0.18 R_3 40 Ω
(Š/D) 2 30/0.18
in M_3 izdelata lestveno konstrukcijo LC z induktorjem L_0. Upori enosmerne obremenitve R_1 in R_2 so kombinirani z induktorji L_1 oziroma L_2 z največjo močjo, da se učinkovito poveča pasovna širina vezja [10]. Zaporedni induktor L_2 resonira tudi s skupnimi parazitskimi kapacitivnostmi C_d2 in C_d3 pri odtoku M_2 in M_3. Ker je obremenitveni upor R_3 dodan za zmanjšanje faktorja Q L_3 za enakomerno povečanje. Najmanjša dolžina kanala 0.18 μm se upošteva za vse tranzistorje v predlaganem vezju za zmanjšanje parazitskih kapacitivnosti in izboljšanje frekvence. Stopnja skupnega vira razširja pasovno širino, zagotavlja boljšo izolacijo in povečuje frekvenco. Dejansko vhodna stopnja in stopnja skupnega vira podpirata nizkofrekvenčni dobiček in visokofrekvenčni dobiček moči. Kombinacija obeh frekvenčnih odzivov vodi do povečanja širokopasovne moči. Tranzistor M5 prav tako pomaga pri skupni stopnji vira za povečanje in gladko povečanje frekvence. Slika 2 prikazuje učinek M5 na parameter S21.
Slika 2 Vpliv M5 na parameter S21
Na sliki 3 so raziskani učinki M1 kot vhodne stopnje. Simulirani parameter NF in S11 se primerja s primerom, ko je M1 izklopljen. Med NF in S11 obstaja tesna kompromisnost. Ko je M_1 vklopljen, se NF poveča in parameter S21 zmanjša z enako izgubo moči in podobno pasovno širino, vendar bo nasprotno doseženo sprejemljivo vhodno ujemanje. Dodatno koncentracijo je treba dati značilnostim hrupa strukture Common-Gate na vhodni stopnji, čeprav tranzistor M_1 zagotavlja širokopasovno ujemanje, vendar ima svoj notranji hrup.
Slika 3. Simulirana slika hrupa in vhodna izolacija z vklopljenim in izklopljenim M1.
Za raziskovanje delovanja hrupa se uporablja model hrupa tranzistorja MOS s toplotnim šumom kanala. Kot je prikazano na sliki 4, pri zanemarjanju šumov vrat in utripanja ter pri tej analizi pri popolnem ujemanju je PSD toplotnega hrupa kanala (i_ (n, d)^2) ̅ podan kot
(i_ (n, d)^2) ̅ = 4KTγg_do ∆f = 4KT γ/α g_m ∆f (1)
Kjer je Boltzmannova konstanta, je absolutna temperatura v Kelvinih, γ je koeficient tranzistorja MOS za toplotni šum kanala, α je opredeljen kot razmerje med prehodnostjo g_ in odvodno odvodnostjo ničelne pristranskosti g_ds in je pasovna širina, nad katero se pojavi hrup se izmeri.
Naslednje enačbe opisujejo število hrupa z R_1, M_1, M_2 in M_3, ki prispevajo k skupni vrednosti hrupa [1]
Slika 4. Načelo sheme hrupa
Če je pogoj (2) vzpostavljen, se hrup M_1 izpusti [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
Naslednje enačbe opisujejo število hrupa z R_1, M_2 in M_3, ki prispevajo k skupnemu številu hrupa.
F_R1 = (4KT 〖R_1 g_m2〗^2)/(KTR_s (g_m3+〖g_m2 R〗 _1/R_s)^2) = R_s/R_1 (3)
F_M2 = (4KTγ/αg_m2)/(KTR_s 〖(g_m3+g_1m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗^2) = γ/α 1/(g_m2 R_1) F_R1 (4)
F_M3 = (4KTγ/α g_m3)/(KTR_s 〖(g_m3+g_m1 (Z_ (L_R1) ‖r_o1) g_m2)〗^2) = (4γ/α)/(〖g_m3 R〗 _s 〖(1+R_s g_m1) 〗^2) (5)
Tako je mogoče skupno vrednost hrupa približati (6)
F_skupno = R_s/R_1 (1+γ/α 1/(g_m2 R_1))+(4 γ/α)/(〖g_m3 R〗 _s 〖(1+R_s g_m1)〗^2) (6)
IV.SIMULACIJSKI REZULTAT
Vezje je bilo simulirano s programsko opremo Hspice knjižnice TSMC 0.18 μm. Vse simulacije so izvedene ob upoštevanju 50Ω vhodnih in izhodnih sponk. Na sliki 5 (a) se simulira povečanje moči in obratna izolacija LNA. Povprečna moč ojačanja je približno 14.5 dB z 0.7 dB valovanja v frekvenčnem območju. Povratna izolacija je manjša od -35dB. Slika 5 (b) prikazuje sliko hrupa, vhodno in izhodno izolacijo. NF je manjši od 2.9 dB, S11 je manjši od -14.8 db in S22 je približno manjši od -10 dB.
(B)
Slika 5. (a) Simulirana moč pridobivanja in obratna izolacija (b) Simulirana slika hrupa, vhodna in izhodna izolacija
"Slika 6" prikazuje IIP3 vezja v primerjavi s frekvenco.
Slika 7. Izmerjen IIP3 glede na frekvenco
Rezultati tega dela so prikazani v "TABELI II" in jih primerjajo z nedavno objavljenimi CMOS LNA.
TABELA 2 POVZETEK UČINKOVITOSTI
VI. ZAKLJUČEK
Ta članek predstavlja novo zasnovo strukture UWB LNA, ki temelji na standardni tehnologiji RFCMOS. Zadovoljivo ujemanje vhodov in zmogljivost hrupa se dosežeta glede na kompromise med vhodno impedanco stopnje skupnih vrat in njeno. zmogljivost hrupa. Izmerjena vrednost hrupa je manjša od 2.9 dB nad 3.1-10.6 GHz. V vseh izvedbah LNA je treba omeniti pavšalni dobiček, simulirano povečanje moči pa je 14.5 ± 0.7 dB.
VIRI
[1] Chih-Fan Liao in Shen-Iuan Liu, "Širokopasovna CMOS LNA za odpravljanje šumov za sprejemnike UWB s frekvenco 3.1-10.6 GHz" IEEE ČASOPIS ZA TERDENJA, VOL. 42, NE. 2, FEBRUAR 2007
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li in Jenn-Hwan Tarng, nizko hrupni ojačevalnik z vzporednim RC povratnim signalom za aplikacije UWB IEEE TRANSAKCIJE NA VEZIH IN SISTEMIH-II: IZJAVNE Kratke, vol. 57, NE. 8., AVGUST 2010
[3] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung in Chia-Min Chen ”Induktorska sklopka
Odmevni nizkošumni ojačevalnik CMOS za ultra-širokopasovni sistem 3.1-10.6 GHz ”© 2009 IEEE
[4] Yang Lu, Kiat Seng Yeo, Alper Cabuk, Jianguo Ma, Manh Anh Do in Zhenghao Lu "Nova zasnova nizkošumnega ojačevalnika CMOS za brezžične sprejemnike z izjemno širokim pasom od 3.1 do 10.6 GHz" IEEE TRANSACTIONS ON VEZE IN SISTEMI – I: REDNI PAPIRJI, ZV. 53, NE. 8., AVGUST 2006
[5] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari, Farshid Raissi "Linearna LNA, ki se ponovno uporablja za tokovne sprejemnike 1-10.6 GHz UWB" IEICE Electronics Express, letnik 5, št. 21,908-914
[6] S. Stroh, "Ultra-wideband: multimedia unplugged", IEEE Spectrum, letn. 40, ne. 9, str. 23-27, september 2003.
[7] Vladimir Aparin in Lawrence E. Larson, sodelavec, IEEE "Modificirana izvedena metoda superpozicije za lineariziranje nizko hrupnih ojačevalnikov FET" IEEE TRANSAKCIJE NA TEORIJI IN TEHNIKI MIKROVALOV, ZV. 53, NE. 2, FEBRUAR 2005
[8] A. Batra et al., "Predlog za večpasovno OFDM fizično plast", IEEE 802.15-03/267r5, julij 2003.
[9] Zbornik Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo in Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao "Zasnova polnopasovnega (3.1-10.6 GHz) CMOS UWB ojačevalnika z nizkim hrupom s termičnim odpravljanjem hrupa" azijsko-pacifiške mikrovalovne konference 2006.
[10] SS Mohan, MDM Hershenson, SP Boyd in TH Lee, "Razširitev pasovne širine v CMOS z optimiziranimi induktorji na čipu," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 35, ne. 3, str. 346-355, marec 2000.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung in Chia-Min Chen »Nizozemski ojačevalnik z nizkim hrupom z induktorsko sklopko za 3.1-10.6 GHz ultra-širokopasovni sistem«
[12] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio "LINEARIZACIJSKA TEHNIKA ZA RF NIZKOŠUMNI OJAČEVALNIK"
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu in Hui Wu ”Ultra-širokopasovni nizko hrupni ojačevalnik z uporovnimi povratnimi informacijami z odpravo hrupa
v 0.18μm digitalnem CMOS-u ”978-1-4244-1856-5/08/25.00 USD © 2008 IEEE
[14] J.-H. Lee, C.-C. Chen in Y.-S. Lin ”0.18 lm 3.1-10.6 GHz CMOS UWB LNA z 11.4_0.4 dB ojačitvijo in 100.7_17.4 ps skupinskim zamikom” ELEKTRONSKA ČRKA 22. november 2007 let. 43 št. 24
[15] C.-P. Liang, C.-W. Huang, Y.-K. Lin in S.-J. Chung ”ultra širokopasovni ojačevalnik z nizko stopnjo hrupa 3–10 GHz z novo tehniko ujemanja” ELEKTRONSKA ČRKA 5. avgusta 2010 Vol. 46 št. 16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang in Zhiping Yu, sodelavec, "LNA brez širokopasovne povezave z lokalnimi povratnimi informacijami in odpravljanjem hrupa za nizkonapetostne aplikacije z nizko porabo energije" IEEE TRANSAKCIJE NA VEZIH IN SISTEMIH-I: REDOVNI PAPIRJI, ZL. 57, NE. 8., AVGUST 2010
[17] TH Lee, Oblikovanje CMOS-radiofrekvenčnih integriranih vezij, 1. izd. New York: Univerza Cambridge. Tisk, 1998.
[18] Chunyu Xin, Edgar S´anchez-Sinencio "LINEARIZACIJSKA TEHNIKA ZA RF NIZKOŠUMNI OJAČEVALNIK" ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili, Mohammad Yavari "Oblikovanje CMOS LNA za odpravljanje hrupa za zgornji pas sprejemnikov UWB DS-CDMA" Vezja in sistemi, 2009. ISCAS 2009. Mednarodni simpozij IEEE o
[20] S. Galal in B. Razavi, "Ojačevalnik 40 Gb/s in ESD zaščitno vezje v tehnologiji 0.18 _mCMOS", v IEEE ISSCC Dig. Tehnika Dokumenti, februar 2004, str. 480-481.