Інтернет-Архів книжкових зображень
Широкосмуговий МШУ для UWB приймачів з використанням модифікованого методу суперпозиції
ВСТУП
Розробка високошвидкісних систем бездротового зв'язку підвищує попит на інтегровані недорогі РЧ пристрої з багатоканальною частотою ГГц, що працюють при найменшому споживанні електроенергії та напрузі живлення. Ультраширокосмуговий (IEEE 802.15.3a) з'являється як нова технологія, що забезпечує високу швидкість передачі даних (до 1 Gb / s) на коротких відстанях (10 м) при низькій потужності. Ця технологія використовує для деяких додатків, таких як бездротові персональні мережі (WPAN), забезпечуючи середовище для передачі аудіо, відео та інших даних високої пропускної здатності. Один з підходів, запропонований для використання спектра 3.1-10.6-ГГц, призначених для систем UWB, використовує модуляцію OFDM з ортогональним частотним розподілом з піддіапазонами 14, що займає ширину смуги 528-МГц, і швидку схему скасування частот [ 1]. У OFDM необхідні піднесучі f перпендикулярні один одному. Цей спосіб виключає перехресні розмови між підканалами і, відповідно, не потрібні захисні смуги між несучими. Незважаючи на те, що стандарт не був удосконалений, інтерфейс широкосмугової LNA абсолютно необхідний незалежно від архітектури приймача. Підсилювач повинен відповідати декільком вимогам, наприклад, для взаємодії з попередньо заданим фільтром і антеною, вхідний опір підсилювача повинен бути близьким до 50 над потрібною смугою UWB. Однак достатній приріст з широкою смугою ширини для перевищення шуму змішувача, низький показник шуму для підвищення чутливості приймача, низьке споживання енергії для збільшення часу автономної роботи, невеликі площі матриці для зниження витрат, безумовної стабільності та гарної лінійності є важливими параметрами. Існує тісний компроміс між ними. Загалом, вдосконалюючи одну з них, інші руйнуються.
II. Вхідний етап
Конфігурації Common-Gate і Cascode - це два типи методів, які зазвичай використовуються для проектування вхідного каскаду LNA в CMOS-схемах, в той час як структура Common-Gate і Cascode забезпечує широкосмугову і вузькосмугову відповідність. Тим не менш, ступінь Common-gate має суттєво високий коефіцієнт шуму у порівнянні зі стадією Cascode, і використовуються методи шумозаглушення.
Однак вхідний опір встановлюється за зміщенням і співвідношенням W / L. Насправді ця структура враховує ступінь свободи для провідності транзистора, а також, вибираючи відповідне навантаження (вдале поєднання індуктивності та конденсаторів, враховуючи вплив паразитної ємності та корпусу), забезпечує доступне узгодження широкосмугового входу. Це навантаження має бути пропорційним r_ds1. Оскільки gm змінюється, вхідний опір і відповідна смуга пропускання приблизно дорівнюють f_T пристрою.
Паразитна транзисторна ємність C_gs починає грати роль, коли робоча частота починає підвищуватися. У застосуванні вузької смуги на початковому етапі додається шунтуючий індуктор для резонансу з C_g, щоб підвищити узгодження імпедансу на бажаній частоті. Однак у більшості CMOS вузьких смуг додатків, cascode МШУ з індуктивним виродженням є кращим, але для ізоляції від входу до виходу і пропущення шляху C_gd, Common-Gate LNA виконує кращу зворотну ізоляцію і стабільність в порівнянні з Common-LNA LNA.
III. КОНСТРУКЦІЯ ТА АНАЛІЗ
Запропонована широкосмугова МШУ показана на рис. 1. Вона складається з вхідного етапу і загальної стадії джерела. Таблиця 1 показує конструктивні значення запропонованої CMOS LNA. Відхилення від чіпа-T забезпечує зміщення затвора M_3 і траєкторію постійного струму M_1. Індуктор серії L_4 додатково резонує з вхідною ємністю M_3, що призводить до більшої смуги пропускання і деякого залишкового піку на частотній характеристиці [17]. Паразитні ємності M_2
1. Запропонована широкосмугова шумопоглинаюча МШУ
ТАБЛИЦЯ I
КОНСТРУКЦІЙНІ ВАРТІСТЬ ПРЕДЛОЖЕНОЇ КМОП МШУ
L_in 4nH (W / L) 3 135 / 0.18
L_0 0.5nH (Вт / Л) 4 37.5 / 0.18
L_1 4.5nH (Вт / Л) 5 45 / 0.18
L_2 2.5nH C_in, C_ (вихід,) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1, C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(В / Л) 1 18 / 0.18 R_3 40Ω
(В / Л) 2 30 / 0.18
і M_3 роблять структуру LC трапу з індуктором L_0. Резистори навантаження постійного струму R_1 і R_2 поєднуються з шунтуючими індукторами L_1 і L_2, відповідно, щоб ефективно розширити пропускну здатність ланцюга [10]. Індуктор L_2 серії піку також резонує з сумарними паразитними ємностями C_d2 і C_d3 на зливах M_2 і M_3. Оскільки навантажувальний резистор, R_3, додається для зменшення коефіцієнта Q L_3 для плоского посилення. Мінімальна довжина каналу 0.18μm розглядається для всіх транзисторів у запропонованій схемі для мінімізації паразитних ємностей та підвищення продуктивності частоти. Загальний етап джерела розширює пропускну здатність, забезпечує кращу ізоляцію і збільшує коефіцієнт підсилення частоти. Фактично вхідний каскад і загальний вихідний каскад підтримують низькочастотну посилення потужності і високочастотну потужність, відповідно. Поєднання обох частотних відповідей призводить до посилення широкосмугової потужності. Транзистор M5 також допомагає загальній стадії джерела збільшувати і плавно підсилювати частоту. 2 показує вплив M5 на параметр S21.
Рис. 2 Вплив M5 на параметр S21
На рис. 3 досліджено вплив M1 на вхідний етап. Симульований параметр NF і S11 порівнюється з випадком, коли M1 вимкнено. Існує тісний компроміс між NF і S11. Коли M_1 увімкнено, NF збільшується, а параметр S21 зменшується з однаковою дисипацією потужності та аналогічною смугою пропускання, але навпаки, буде досягнуто прийнятне співпадання. Додаткова концентрація повинна бути приділена шумовим характеристикам структури Common-Gate на вхідному етапі, хоча транзистор M_1 забезпечує широкосмугове узгодження, він має високий показник шуму.
3. Симульована цифра шуму та ізоляція вхідного сигналу при включеному та вимкненому M1.
Для дослідження шумових характеристик використовується модель шуму МОП-транзистора з тепловим шумом каналу. Як показано на рис. 4, нехтуючи шумом затвора і мерехтіння і припускаючи, що цей аналіз ідеально відповідає, PSD теплового шуму каналу (i_ (n, d) ^ 2) as дається як
(i_ (n, d) ^ 2) ̅ = 4KTγg_do =f = 4KT γ / α g_m (f (1)
Де константа Больцмана, абсолютна температура в Кельвінах, γ - коефіцієнт MOS-транзистора теплового шуму каналу, α визначається як відношення провідності g_ та провідності стоку g_ds з нульовим зміщенням і є смугою пропускання, над якою показник шуму вимірюється відповідно.
Наступні рівняння описують показник шуму R_1, M_1, M_2 і M_3, що вони сприяють загальному показнику шуму [1]
4. Принцип схеми шуму
Якщо умова (2) встановлено, то шум M_1 опускається [1].
g_m2 R_1 = g_m3 R_s (2)
Наступні рівняння описують показник шуму R_1, M_2 і M_3, що вони сприяють загальному показнику шуму.
F_R1 = (4KT _ R_1 g_m2 X ^ 2) / (KTR_s (g_m3 + 〖g_m2 R〗 _1 / R_s) ^ 2) = R_s / R_1 (3)
F_M2 = (4KTγ / αg_m2) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_1m1 (Z_ (L_R1) _r_o1) g_m2) X ^ 2) = γ / α
F_M3 = (4KTγ / α g_m3) / (KTR_s 〖(g_m3 + g_m1) X ^ 1) (1)
Таким чином, загальний коефіцієнт шуму можна апроксимувати як (6)
F_total = R_s / R_1 (1 + γ / α 1 / (g_m2 R_1)) + (4 γ / α) / (〖g_m3 R〗 _s 〖(1 + R_s g_m1) X ^ 2) (6)
Результат IV
Схема була змодельована 0.18μm TSMC бібліотеки Hspice програмного забезпечення. Всі моделювання виконуються з урахуванням вхідних і вихідних терміналів 50Ω. На фиг.5 (a) підсилюють потужність і зворотну ізоляцію МШУ моделюють. Середня потужність посилення приблизно 14.5 дБ з пульсаціями 0.7 dB над частотним діапазоном. Зворотна ізоляція менше -35dB. На рис. 5 (b) показана цифра шуму, вхідна і вихідна ізоляція. NF менше 2.9 dB, S11 менше, ніж 14.8db, а S22 приблизно менше, ніж -10dB.
(Б)
Рис. 5. (A) Симуляція потужності посилення та зворотної ізоляції (b) Імітаційна цифра шуму, ізоляція входу та ізоляція виходу
“Фіг.6” показує IIP3 схеми проти частоти.
7. Виміряно IIP3 проти частоти
Результати цієї роботи наведені в “ТАБЛИЦІ II” та порівнюються із нещодавно опублікованими CMOS-LNA.
ТАБЛИЦЯ 2 РЕЗЮМЕ ВИКОНАННЯ
VI. ВИСНОВОК
Ця стаття представляє нову конструкцію структури СШП МШУ на основі стандартної технології RFCMOS. Задовільна відповідність вхідного сигналу та продуктивність шуму отримуються після того, як відносяться компроміси між вхідним опірним етапом загального затвора та його. шумових характеристик. Виміряна величина шуму менше 2.9 дБ над 3.1-10.6-ГГц. Плоский коефіцієнт посилення варто згадати в усіх конструкціях МШУ, а симуляція посилення потужності - це 14.5 ± 0.7 дБ.
Посилання
[1] Chih-Fan Liao, and Shen-Iuan Liu, “Широкосмуговий шумопоглинаючий CMOS LNA для приймачів UWB 3.1–10.6 ГГц” IEEE JOURNAL OF COLID-STAT CIRCUIT, VOL. 42, НІ. 2, ЛЮТИК 2007
[2] Kuang-Chi He, Ming-Tsung Li, Chen-Ming Li, and Jenn-Hwan Tarng, Parallel-RC Feedback Low-Noise Amplifier for UWB Applications IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS – II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 57, НІ. 8, СЕРПЕНЬ 2010 р
[3] Чже-Ян Хуан, Че-Чен Хуан, Чун-Чие Чен, Чун-Чих Хун і Чіа-Мін Чень ”Індукторна муфта
Резонований CMOS-підсилювач з низьким рівнем шуму для ультра-широкосмугової системи 3.1-10.6 ГГц ”© 2009 IEEE
[4] Ян Лу, Кіат Сен Ео, Альпер Кабук, Цзянгуо Ма, Мань Ан До і Чженхао Лу ”- новаторська конструкція CMOS-підсилювача з низьким рівнем шуму для надширокосмугових бездротових приймачів від 3.1 до 10.6 ГГц” IEEE TRANSACTIONS ON СХЕМИ І СИСТЕМИ – I: РЕГУЛЯРНІ ПАПЕРИ, ТОМ. 53, НІ. 8, СЕРПЕНЬ 2006 р
[5] Алі Мірвакалі, Мохаммад Яварі, Фаршид Раїссі ”Лінійний багаторазовий LNA, що використовується для приймачів UWB 1-10.6 ГГц” IEICE Electronics Express, Vol.5, No 21,908-914
[6] С. Строх, “Надширокосмуговий діапазон: мультимедіа відключено”, IEEE Spectrum, вип. 40, № 9, с. 23-27, вересень 2003 р.
[7] Володимир Апарін та Лоуренс Е. Ларсон, науковий співробітник, IEEE ”Модифікований метод похідної накладення для лінеаризації FET малошумних підсилювачів” IEEE транзакції з теорії та техніки мікрохвиль, вип. 53, НІ. 2, ЛЮТИК 2005
[8] А. Батра та ін., “Багатосмугова пропозиція фізичного рівня OFDM”, IEEE 802.15-03 / 267r5, липень 2003 р.
[9] Shih-Chih Chen, Ruey-Lue Wang, Hslang-Chen Kuo і Ming-Lung Kung Chang-Sing Gao ”Дизайн повносмугового (3.1-10.6 ГГц) CMOS UWB малошумного підсилювача з термічним шумозаглушенням Азіатсько-Тихоокеанської мікрохвильової конференції 2006 р.
[10] С. С. Мохан, М. Д. Гершенсон, С. П. Бойд та Т. Л. Лі, “Розширення смуги пропускання в CMOS з оптимізованими вбудованими індукторами”, IEEE J. Твердотільні схеми, вип. 35, ні. 3, с. 346-355, березень 2000 р.
[11] Zhe-Yang Huang, Che-Cheng Huang, Chun-Chieh Chen, Chung-Chih Hung і Chia-Min Chen "Підсилювач з низьким рівнем шуму CMOS із резонансно-резонансною зв'язкою для ультраширокосмугової системи 3.1-10.6 ГГц"
[12] Чунью Сінь, Едгар Санчес-Сіненсіо “ТЕХНІКА ЛІНЕЙРИЗАЦІЇ ДЛЯ ВЧ-ПІДСИЛЮВАЧА РІВНОГО ШУМА”
[13] Jianyun Hu, Yunliang Zhu і Hui Wu ”Ультраширокосмуговий підсилювач з резистивним зворотним зв'язком і низьким рівнем шуму з шумопоглинанням
в 0.18 мкм цифровий CMOS ”978-1-4244-1856-5 / 08 / $ 25.00 © 2008 IEEE
[14] Ж.-Х. Лі, C.-C. Чень і Ю.-С. Lin ”0.18 lm 3.1-10.6 ГГц CMOS UWB LNA з посиленням 11.4_0.4 дБ та 100.7_17.4 ps груповим затримкою” ЕЛЕКТРОНІЧНІ ЛИСТИ 22 листопада 2007 Вип. 43 No24
[15] C.-P. Лянг, К.-В. Хуан, Ю.-К. Лін і С.-Ж. Чунг ”3-10 ГГц надширокосмуговий малошумний підсилювач з новою технікою узгодження” ЕЛЕКТРОНІЧНІ ЛИСТИ 5 серпня 2010 Вип. 46 No16
[16] Hongrui Wang, Li Zhang, and Zhiping Yu, стипендіат, “Широкосмуговий безіндукторний LNA з місцевим зворотним зв’язком та шумопоглинанням для низькопотужних низьковольтних додатків” IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUI AND SYSTEMS – I: REGULAR PAPERS, VOL. 57, НІ. 8, СЕРПЕНЬ 2010 р
[17] TH Lee, Дизайн CMOS радіочастотних інтегральних схем, 1st ed. Нью-Йорк: Кембриджський університет. Натисніть, 1998.
[18] Чунью Сінь, Едгар Санчес-Сіненсіо «МЕТОДИ ЛІНЕРІЗАЦІЇ ДЛЯ РІЧНОГО ЗУМОВЛЮВАЧА РЧ» ISCAS 2004
[19] Алі Мірвакалі, Мохаммад Яварі. Схема та системи шумопоглинання CMOS LNA для верхньої смуги приймачів UWB DS-CDMA ”, 2009. ISCAS 2009. Міжнародний симпозіум IEEE з
[20] С. Галал та Б. Разаві, “Підсилювач 40 Гбіт / с та схема захисту від електростатичних розрядів у технології 0.18 _mCMOS”, в IEEE ISSCC Dig. Тех. Документи, лютий 2004 р., С. 480-481.