通過互聯網檔案館圖書圖片
基於改進導數疊加法的UWB接收機寬帶LNA
一，導言
高速無線通信系統的發展對集成的低成本射頻器件提出了越來越高的要求，這些器件具有多 GHz 帶寬，可在最低功耗和電源電壓下運行。 超寬帶 (IEEE 802.15.3a) 作為一項新技術，能夠以低功耗在短距離 (1 m) 內實現高數據傳輸速率（高達 10 Gb/s）。 該技術用於無線個人區域網絡（WPAN）等一些應用，為音頻、視頻和其他高帶寬數據的傳輸提供環境。 已提出使用分配給 UWB 系統的 3.1-10.6 GHz 頻譜的方法之一，使用具有 14 個子帶（佔據 528 MHz 帶寬）的正交頻分複用 OFDM 調製和快速跳頻方案。 1]。 在 OFDM 中，子載波頻率彼此垂直。 該方法消除了子信道之間的串擾，因此不需要載波間保護帶。 儘管該標準尚未完善，但無論接收器架構如何，前端寬帶 LNA 都是絕對必要的。 放大器必須滿足多項要求，例如為了與預選濾波器和天線連接，放大器輸入阻抗在所需的 UWB 頻段上應接近 50Ω。 然而，足夠的增益和寬帶寬以超越混頻器的噪聲，低噪聲係數以提高接收器靈敏度，低功耗以延長電池壽命，小芯片面積以降低成本，無條件穩定性和良好的線性度是重要的參數。 它們之間存在密切的權衡。 一般來說，改進其中一項，其他的就會毀掉。
二. 輸入級
共柵和共源共柵配置是通常用於設計CMOS電路中LNA輸入級的兩種方法，而共柵和共源共柵結構分別提供寬帶和窄帶輸入匹配。 然而，與共源共柵級相比，共柵級本質上具有較高的噪聲係數，因此必須使用噪聲消除技術。
然而，輸入阻抗由偏置和寬/長比設置。 事實上，這種結構考慮了晶體管跨導的自由度，並且通過選擇合適的負載（電感和電容的良好組合，同時考慮寄生電容和本體的影響），提供了可用的寬帶輸入匹配。 該負載必須與 r_ds1 成比例。 由於 gm 發生變化，輸入阻抗和匹配帶寬大約等於器件的 f_T。
當工作頻率開始上升時，寄生晶體管電容C_gs開始發揮作用。 在窄帶應用中，在輸入級添加並聯電感，與C_gs諧振，以增強所需頻率下的阻抗匹配。 然而，在大多數 CMOS 窄帶應用中，具有電感退化的共源共柵 LNA 更可取，但為了實現輸入到輸出的隔離並省略 C_gd 路徑，共柵 LNA 比共源 LNA 具有更好的反向隔離和穩定性。
三． 電路設計與分析
所提出的寬帶LNA如圖1所示。它由輸入級和公共源級組成。 表 1 顯示了所提議的 CMOS LNA 的設計值。 片外偏置 T 提供 M_3 的柵極偏置和 M_1 的直流電流路徑。 串聯電感器 L_4 進一步與 M_3 的輸入柵源電容諧振，從而產生更大的帶寬和頻率響應上的一些殘余峰值[17]。 M_2的寄生電容
圖 1. 提議的寬帶降噪 LNA
表I
擬議 CMOS LNA 的設計值
L_in 4nH（寬/長）3 135/0.18
L_0 0.5nH（寬/長）4 37.5/0.18
L_1 4.5nH（寬/長）5 45/0.18
L_2 2.5nH C_輸入、C_(輸出) C_3 2PF
L_3 0.9nH C_1,C_2 1PF
L_4 2.2nH R_1 290Ω
L_5 0.8nH R_2 135Ω
(寬/長)1 18/0.18 R_3 40Ω
(寬/長)2 30/0.18
M_3與電感L_0構成LC梯形結構。 直流負載電阻 R_1 和 R_2 分別與並聯峰值電感器 L_1 和 L_2 組合，可有效擴展電路帶寬[10]。 串聯峰值電感器L_2還與M_2和M_3的漏極處的總寄生電容C_d2和C_d3諧振。 由於添加負載電阻 R_3 是為了降低 L_3 的 Q 因數以實現平坦增益。 所提出電路中的所有晶體管都考慮了 0.18μm 的最小溝道長度，以最大限度地減少寄生電容並提高頻率性能。 公共源級擴展了帶寬，提供了更好的隔離並提高了頻率增益。 事實上，輸入級和公共源級分別支持低頻功率增益和高頻功率增益。 兩種頻率響應的組合產生寬帶功率增益。 晶體管 M5 還有助於共源級增加和平滑頻率增益。 圖2顯示了M5對S21參數的影響。
圖2 M5對S21參數的影響
在圖 3 中，研究了 M1 作為輸入級的影響。 模擬的 NF 和 S11 參數與 M1 關閉的情況進行比較。 NF 和 S11 之間存在密切的權衡。 當M_1導通時，在相同功耗和相似帶寬的情況下，NF增大，S21參數減小，但相反會實現可接受的輸入匹配。 應特別關注輸入級共柵結構的噪聲特性，儘管晶體管 M_1 提供寬帶匹配，但其本質上具有較高的噪聲係數。
圖 3. M1 打開和關閉時的模擬噪聲係數和輸入隔離。
為了研究噪聲性能，使用帶有通道熱噪聲的 MOS 晶體管噪聲模型。 如圖 4 所示，忽略柵極噪聲和閃爍噪聲並假設本分析中完美匹配，通道熱噪聲 (i_(n,d)^2 ) ̅ 的 PSD 給出為
(i_(n,d)^2 ) ̅=4KTγg_do Δf=4KT γ/α g_m Δf (1)
其中 是玻爾茲曼常數， 是以開爾文為單位的絕對溫度， γ 是 MOS 晶體管的溝道熱噪聲係數， α 定義為跨導 g_man 與零偏置漏極電導 g_ds 的比率， 是噪聲係數的帶寬分別測量。
以下等式描述了 R_1、M_1、M_2 和 M_3 的噪聲係數，它們對總體噪聲係數的影響 [1]
圖4 噪聲原理圖
如果條件(2)成立，則M_1的噪聲被忽略[1]。
g_m2 R_1=g_m3 R_s (2)
以下方程描述了 R_1、M_2 和 M_3 的噪聲係數，它們對總體噪聲係數的貢獻。
F_R1=(4KT〖R_1 g_m2〗^2)/(KTR_s (g_m3+〖g_m2 R〗_1/R_s )^2 )=R_s/R_1 (3)
F_M2=(4KTγ/αg_m2 )/(KTR_s 〖(g_m3+g_1m1 (Z_(L_R1 ) ‖r_o1 ) g_m2)〗^2 ) = γ/α 1/(g_m2 R_1 ) F_R1 (4)
F_M3=(4KTγ/α g_m3)/(KTR_s 〖(g_m3+g_m1 (Z_(L_R1 ) ‖r_o1 ) g_m2)〗^2 )=(4γ/α)/(〖g_m3 R〗_s 〖(1+R_s g_m1) 〗^2 ) (5)
因此，總噪聲係數可近似為(6)
F_total=R_s/R_1 (1+γ/α 1/(g_m2 R_1 )) +(4 γ/α)/(〖g_m3 R〗_s 〖(1+R_s g_m1)〗^2 ) (6)
四、仿真結果
使用0.18μm TSMC庫Hspice軟件對電路進行仿真。 所有仿真均考慮 50Ω 輸入和輸出端子。 圖5(a)中對LNA的增益功率和反向隔離進行了仿真。 平均增益功率約為 14.5 dB，頻率範圍內紋波為 0.7 dB。 反向隔離度小於-35dB。 圖 5(b) 顯示了噪聲係數、輸入和輸出隔離度。 NF小於2.9dB，S11小於-14.8dB，S22約小於-10dB。
（b）在
圖 5.(a) 模擬增益功率和反向隔離 (b) 模擬噪聲係數、輸入隔離和輸出隔離
“圖 6”顯示了電路的 IIP3 與頻率的關係。
圖 7. 測量的 IIP3 與頻率的關係
這項工作的結果如“表 II”所示，並與最近發布的 CMOS LNA 進行了比較。
表 2 性能總結
六． 結論
本文提出了一種基於標準 RFCMOS 技術的 UWB LNA 結構的新設計。 在權衡共柵級的輸入阻抗及其輸入阻抗後，獲得了令人滿意的輸入匹配和噪聲性能。 噪聲性能。 在 2.9-3.1-GHz 範圍內測得的噪聲係數小於 10.6 dB。 所有 LNA 設計中值得一提的是平坦增益，模擬功率增益為 14.5±0.7 dB。
參考
[1] Chih-Fan Liao 和 Shen-Iuan Liu，“用於 3.1-10.6-GHz UWB 接收器的寬帶噪聲消除 CMOS LNA”，IEEE 固態電路雜誌，卷。 42，NO。 2年2007月XNUMX日
[2] Kuang-Chi He、Ming-Tsung Li、Chen-Ming Li 和 Jenn-Hwan Tarng，用於 UWB 應用的並行 RC 反饋低噪聲放大器 IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS–II：EXPRESS BriefS，VOL。 57，NO。 8 年 2010 月 XNUMX 日
[3] Zhe-Yang Huang、Che-Cheng Huang、Chun-Chieh Chen、Chung-Chih Hung 和 Chia-Min Chen” 電感耦合
用於 3.1-10.6GHz 超寬帶系統的諧振 CMOS 低噪聲放大器”©2009 IEEE
[4] Yang Lu、Kiat Seng Yeo、Alper Cabuk、Jianguo Ma、Manh Anh Do 和 Chenghao Lu“用於 3.1 至 10.6 GHz 超寬帶無線接收器的新型 CMOS 低噪聲放大器設計”IEEE TRANSACTIONS ON電路和系統 - I：普通論文，卷。 53，NO。 8 年 2006 月 XNUMX 日
[5] Ali Mirvakili、Mohammad Yavari、Farshid Raissi “用於 1-10.6 GHz UWB 接收器的線性電流復用 LNA” IEICE Electronics Express，第 5 卷，第 21,908-914 號
[6] S. Stroh，“超寬帶：多媒體拔出”，IEEE Spectrum，卷。 40，沒有。 9，第 23-27 頁，2003 年 XNUMX 月。
[7] Vladimir Aparin 和 Lawrence E. Larson，IEEE 院士“線性化 FET 低噪聲放大器的改進導數疊加方法”IEEE 微波理論與技術交易，卷。 53，NO。 2年2005月XNUMX日
[8] A. Batra 等人，“多頻段 OFDM 物理層提案”，IEEE 802.15-03/267r5，2003 年 XNUMX 月。
[9] Shih-Chih Chen、Ruey-Lue Wang、Hslang-Chen Kuo 和 Ming-Lung Kung Chang-Sing Gau“具有熱噪聲消除功能的全頻帶 (3.1-10.6GHZ) CMOS UWB 低噪聲放大器的設計”論文集2006 年亞太微波會議。
[10] SS Mohan、MDM Hershenson、SP Boyd 和 TH Lee，“利用優化的片上電感器實現 CMOS 中的帶寬擴展”，IEEE J. Solid-State Circuits，卷。 35，沒有。 3，第 346-355 頁，2000 年 XNUMX 月。
[11] Zhe-Yang Huang、Che-Cheng Huang、Chun-Chieh Chen、Chung-Chih Hung 和 Chia-Min Chen“用於 3.1-10.6GHz 超寬帶系統的電感耦合諧振 CMOS 低噪聲放大器”
[12] Chunyu Xin，Edgar S´anchez-Sinencio“射頻低噪聲放大器的線性化技術”
[13]Jianyun Hu、Yunliang Zhu 和 Hui Wu“具有噪聲消除功能的超寬帶電阻反饋低噪聲放大器
0.18μm 數字 CMOS” 978-1-4244-1856-5/08/$ 25.00 ©2008 IEEE
[14] J.-H。 李，C.-C。 陳和 Y.-S。 Lin“具有 0.18_3.1 dB 增益和 10.6_11.4 ps 群延遲的 0.4 lm 100.7-17.4 GHz CMOS UWB LNA”《電子通訊》22 年 2007 月 43 日卷。 24號XNUMX號
[15] C.-P。 梁，C.-W。 黃，Y.-K。 林和S.-J。 Chung“採用新匹配技術的 3-10 GHz 超寬帶低噪聲放大器” ELECTRONICS LETTERS 5 年 2010 月 46 日卷。 16第XNUMX號
[16] Hongrui Wang、Li Zhang 和zhiping Yu，研究員，“適用於低功耗低電壓應用的具有本地反饋和噪聲消除功能的寬帶無電感 LNA”，IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS–I：常規論文，卷。 57，NO。 8 年 2010 月 XNUMX 日
[17] TH Lee，CMOS 射頻集成電路設計，第一版。 紐約：劍橋大學。 出版社，1 年。
[18] 辛春雨，Edgar S´anchez-Sinencio“射頻低噪聲放大器的線性化技術”ISCAS 2004
[19] Ali Mirvakili、Mohammad Yavari“用於 UWB DS-CDMA 接收器上頻段的降噪 CMOS LNA 設計”電路和系統，2009 年。ISCAS 2009。IEEE 國際研討會
[20] S. Galal 和 B. Razavi，“40 _mCMOS 技術中的 0.18 Gb/s 放大器和 ESD 保護電路”，IEEE ISSCC Dig。 技術。 論文，2004 年 480 月，第 481-XNUMX 頁。